微带线匹配知识点
第八讲 微带匹配电路_单枝节匹配电路汇总
3.4、微带型匹配电路
利用欧拉公式得到
V d VL cos l jZ 0 sin l I L 1 I d j sin l VL cos l I L Z0
把d出看成端口1，负载处看成端口2，则写成矩阵的形式有：
3.微带拐90度角 若果是等宽度的线，45度切角，斜边为1.5W~1.8W之间；宽度不等90度拐角， 则切角的直边为各自宽度的0.565倍左右效果较好。
3.4.3单枝节匹配电路
先复习一下传输线的特殊情况。
微波技术与天线-第三章匹配理论
复习——终端开路/短路时传输线阻抗特性
（1）传输线终端开路时，输入阻抗为
两电路等效条件
X L Z 0 sin l BC l Y0tg 2 2
l
1
arcsin
XL Z0
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
T型网络的传输线方程为
1 1 B X V1 2 C L I1 jBC
等价条件
XL j 2 0.5BC X L V2 2 1 I2 1 BC X L 2
Z in jZ 0 cot l jZ 0 cot
当
n n 1 l 2 2 4
2 l
jX in
可用终端开路的传输线代替并联电容元件，在smith圆图上 顺时针转动。
1 l 8
a)
Zin jZ0
等价电容
微波技术与天线-第三章匹配理论
9
复习——终端开路/短路时传输线阻抗特性
b) 3 l 8 l 1 4
第三章 匹配理论1
1 jBP j j 0.02S 0 L
1 j 0.02S 0 L
BP jbP j j1 Y0
这是一个并联电感，所以我们需要在等电导圆 上从A点向上移动到-j到达B点，读出B点处的归一化 输入导纳为 (YIN )N 0.5 j1.5 得到
RP XP 34.62 QC
X P LP
LP
XP
55.1nH
设计步骤
微波电路设计
步骤一：确定工作频率 、输入阻抗及输出 阻抗 。 步骤二：电路共轭匹配时 QS QL
QS QL Rmax 1 Rmin
RL RS
设计步骤
微波电路设计
步骤三：判别
RS < RL
1
L型匹配电路
2
T型匹配电路 Π型匹配电路
3
L型匹配电路
微波电路设计
L型的匹配是最简单可行的匹配网络 通过两个电抗性的元件将负载阻抗ZL变换到 需要的输入阻抗Zin 。
L型匹配电路
微波电路设计
采用解析计算，求出元件的值
解析计算法可以得到非常精确的结果，但是相 对较为繁琐。
通过利用Smith圆图作为图解设计工具。
例、已知信号中心频率为800MHz，采用的匹配网络最大品质因 数为5，则电路的带宽为160MHz。
集总参数匹配电路
微波电路设计
1
L型匹配电路
2
T型匹配电路 Π型匹配电路
3
T型匹配电路
微波电路设计
T 型 匹 配 网 络 (T-type Matching Network) 比使用两个元件的 L型匹配网络增加了一个 节点，从而使匹配电路的品质因数可调。
微带式大功率匹配负载要点
一、计算微带线承载功率： 1、微带线的最大平均功率
PAV
Tmax T0 T
式中TMAX是最高工作温度，即基片的电和物理特性 可视为不变时的最高温度；T0是环境温度；△T是 每瓦功率的温升。 ad 0.2303h ac T ( )(c / w) K we 2wef 式中：K是基片的热导率即聚四氟乙烯的热导率查 表为0.001；wef 是微带线的平行板波导模型的等效 ad是介质损耗。 宽； ac 是导体损耗；
wef w
1 f / fe
we w
2
377h we ZC e
• 对于 w / h 1的微带线，导体的损耗 ac 比介质的损 ad 的作用可以忽略， 耗 ad 大的多，相比之下，
ac 可用近似公式：
Rs 20 ac dB / cm ln10 wZC
•
7 2 R 2.6 10 f / cm Rs 是铜的表面电阻率 ， s
4-R1 5.3 32
1
• 二、腔体的计算： • 我们知道微带电路需要用腔体将微带线封闭起来， 除接地导体外，离微带线带条的有限距离处还存在着 导电边界，这些边界显著影响电路的性能，影响的程 度依赖于微带电路和导体边界的距离，为减少辐射损 耗和交叉干扰，通常要求腔体的宽度大于5倍的线宽， 腔高大于5倍的板厚,但是腔过高将增加腔体总高度， 浪费材料，经验通常取5mm以上，对带线影响就不 大。因此腔宽取22mm便于安装螺钉，腔高取5mm。
ac 8.78 103dB / cm(2.5GHz)
PAV 355 W(1.0GHz) PAV 180 W(2.5GHz)
P max 797.2KW
结果远大于承载功率，设计选用微带线是可行的。
第八讲_微带匹配电路_单枝节匹配电路
3.4、微带型匹配电路
[例]单枝节并联匹配电路——圆图解法 负载阻抗 ZL＝60－j80Ω，设计并联短路短截线，使负 载与50 Ω传输线匹配。假定负载在2GHz时匹配，负载 由电阻和电容串联而成，比较反射系数幅值从1GHz到 3GHz的变化。 归一化负载阻抗
zL 1.2 j1.6
（1）确定短截线离负载距离d； （2）确定短截线长度l。
微带线的等效电路图2
1 1 B X jX C L L V2 V1 2 I1 j 1 B 2 0.5B X 1 1 B X I 2 C C L C L 2 2
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
匹配点
y
0.25
B 0.345
30
zL
j1.47
y A j1.47 yB j1.47
l A 0.345 0.25 0.095
lB 0.155 0.25 0.405
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
• 单枝节并联匹配电路——圆图解法小结
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
VL Z 0 I L j L l VL Z 0 I L j L l V L l e e 2 2 VL Z 0 I L j L l VL Z 0 I L j L l I L l e e 2 2 VL Z 0 I L j d VL Z 0 I L j d V d e e 2 2 VL Z 0 I L j d VL Z 0 I L j d I d e e 2 2
——输入导纳沿等电导圆旋转后，达到圆心！
微带与带线
j j 0 0 r 1 jtg
1 2
1 2 0 0 r tg 0 0 r r tg 。另一方面 很明显看出
于是
可知
2
0
2
0
r
,
1 tg 2 考虑到统一介质衰减常数d用dB/m表示 8.686 273 . d r tg r tg 0 0
设则介质内波传播的Helmholtz方程是
2 E k0 r (1 jtg ) E 0 2 2 E E 0
2
设z方向的波是 其中
z E E0 e
1 (1 jtg ) 1 jtg 2
1 2
——衰减常数，——传输常数。
c TM01 2b r
为了抑制TM01模，最短的工作波长为
即
min c TM01 min b 2 r
根据上述要求即可确定带状线的尺寸w和b。
三、带线的衰线 带状线的衰减包括两部分：介质衰线和导体 衰线。 1. 介质衰减常数αd 对于介质衰线，任何传输线都有同一形式 的公式，所以这里采取平面波传输的办法导 出。 有介质衰减的无源区Maxwell方程
0 其中 r
2. 导体衰减常数αd
由传输线理论已知，导体衰减相当于分布的串联 电感中有损耗电阻成分，如图所示。
R1D z LD z CD z
导体衰减
传输线的二次特征参数
ZY ( R1 jL)( jC )
R1 j LC 1 j L R1 j LC 1 j L R1 j LC 2Z 0
导体上部为空气，下面为介质基片 ——电磁场大部分集中在介质片内，少部分 在空气中——非纯TEM！ 空气中速度c 与 介质中速度,不匹配
微带传输线的阻抗匹配问题
微带传输线的阻抗匹配问题微带传输线的匹配问题串联匹配Rs 为驱动端的输出电阻（电阻值很小）；Z0为传输线特征阻抗；负载端输入电阻很大，近似开路。
为了达到电阻匹配，在驱动端串联电阻R ，使Rs ＋R ＝Z0（电阻串联匹配）当驱动端有一个从5V 降到1V 的脉冲时（具体多大电压不重要），在信号从负载端反射回驱动端之前，驱动端的压降只有2V ，（5－1）/2，相当是Rs ＋R 和Z0分压（如图下部），就是搞不懂为什么会分压，Z0怎么就接地了呢？请教，谢谢！传输线是一对导线组成的，包括信号传播路径和返回路径（即“地”）。
特征阻抗是指传播路径和返回路径之间的等效电阻。
只要信号没达到终端，在任何时刻，在传输线上的任意点，信号都会“感受”到该等效电阻，因为传输线上任意点都要给该点以后的传输线提供能量。
我认为传输线的特征阻抗并不是表示一个串联在源端和终端之间的一个电阻，应该认为在源端看来，它是一个阻值为Z0的到地的一个电阻。
从理想传输线模型（大概是这样，具体忘了，可能有不少问题）可以看到这一点。
信号从源端入射，不断地给分布电容、分布电感提供能量，从左到右建立电磁场，直到信号传送到终端。
并联匹配上面我说的只是源端的情况。
下面说说终端的情况。
信号传到终端时，根据负载的不同，情况不同。
当负载阻抗等于特征阻抗时，信号被负载完全吸收，不会发生反射；当负载阻抗大于特征阻抗时，会有一个电压为正的反射信号，一种典型情况是终端开路，这时反射电压等于入射电压，即全反射；负载阻抗大于特征阻抗时，会有一个电压为负的反射信号，一种典型情况是终端短路，这时反射电压等于负的入射电压。
反射电压和入射电压会在终端叠加，所以当终端负载阻抗很大时，会有信号过冲。
为了抑制信号的反射，需要做阻抗匹配。
所谓的阻抗匹配，就是使得传输线的终端负载等于特征阻抗。
匹配有两种方法：1. 源端串联匹配方法。
这种匹配方法实际上是在传输线上入射一半的信号电压，当信号传到终端时，由于负载阻抗非常大，近似于开路，信号在终端发生全反射，反射电压加上入射电压就等于信号原来的电压了。
微带线匹配知识点
微带短截线匹配1、短截线是短路线Z in (d)＝j •Z 0•tg (βd) ＝j •Z 0•tg (λπ2·d)Y in (d)＝－j •Y 0•[1/tg (βd)]＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·d)]所以Y in (8λ)＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·8λ)]＝－j •Y 0•1＝－j •Y 0Y in (83λ)＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·83λ)]＝－j •Y 0•(－1)＝j •Y 02、短截线是开路线：Z in (d)＝－j •Z 0•d tg β1＝－j •Z 0•)2(1d tg ⋅λπY in (d)＝j •Y 0•tg (βd)＝j •Y 0•tg (λπ2·d)所以Y in (8λ)＝j •Y 0•tg (λπ2·8λ)＝j •Y 0•1＝j •Y 0Y in (83λ)＝j •Y 0•tg (λπ2·83λ)]＝j •Y 0•(－1)＝－j •Y 0因此长度为8λ的短路线相当于长度为83λ开路线；长度为83λ的短路线相当于长度为8λ开路线。
3、非平衡短截线与平衡短截线为了使得并联短截线和串联传输线之间的传输影响最小，常常将并联短截线平衡分布于串联传输线的两边。
两段平衡短截线ST 1和ST 2并联后的总电纳必须等于一段非平衡短截线的电纳，所以每一段平衡短截线的电纳必须等于非平衡短截线电纳的一半。
设非平衡短截线的长度为l SA ，平衡短截线的长度为l SB 。
4.1当短截线为短路线时：Y in (l SA )＝－j •Y 0•[1/tg (βl SA )]＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·l SA )] Y in (l SB )＝－j •Y 0•[1/tg (βl SB )]＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·l SB )]因为Y in (l SA )＝2•Y in (l SB )，所以可得1/tg (λπ2·l SA )＝2/tg (λπ2·l SB )，即tg (λπ2·l SB )＝2 tg (λπ2·l SA )，因此)22(2λππλSASB l tg arctg l ⋅⋅=（1）当l SA < 2λ时，有)22(2λππλSASB l tgarctg l ⋅⋅=如：l SA ＝8λ时，)822(2λλππλ⋅⋅=tgarctg l SB )42(2ππλtgarctg ⋅=22arctg ⋅=πλ＝0.1762λ（2）当l SA > 2λ时，有)]22([2λπππλSASB l tgarctg l ⋅+⋅=如：l SA ＝83λ时，)]8322([2λλπππλ⋅+⋅=tgarctg l SB )]432([2πππλtgarctg +⋅= )]2([2-+⋅=arctg ππλ＝0.3238λ4.2当短截线为开路线时： Y in (l SA )＝j •Y 0•tg (βl SA )＝j •Y 0•tg (λπ2·l SA ) Y in (l SA )＝j •Y 0•tg (βl SA )＝j •Y 0•tg (λπ2·l SA )因为Y in (l SA )＝2•Y in (l SB )，所以可得tg (λπ2·l SA )＝2•tg (λπ2·l SB )，即tg (λπ2·l SB )＝21·tg (λπ2·l SA )，因此)221(2λππλSASB l tg arctg l ⋅⋅= （1）当l SA < 2λ时，有)221(2λππλSASB l tg arctg l ⋅⋅= 如：l SA ＝8λ时，)8221(2λλππλ⋅⋅=tg arctg l SB )421(2ππλtg arctg ⋅=)21(2arctg ⋅=πλ＝0.07379λ （2）当l SA > 2λ时，有)]221([2λπππλSASB l tg arctg l ⋅+⋅= 如：l SA ＝83λ时，)]83221([2λλπππλ⋅+⋅=tg arctg l SB )]4321([2πππλtg arctg +⋅= )]21([2-+⋅=arctg ππλ＝0.4262λ。
第二章微波集成传输线-22微带线
（2）求解微带线特性参数
vp
c
e
和
Zc
Zc0 e
脚点在于求解分布参数
电容： C00，C0
2.2.3微带线特性参数分析
空气微带线特性参数求解
（1）求解分布参数电容C00 是一个静电场边值问题 （2）求采用多角形变换（保角变换或许瓦茨变换)，将z1平面中空气 微带线的电场分布于整个上半平面区域变换为z平面的矩形区域，并根 据平板电容的计算公式和复变函数z1和z的变换关系，可计算出 C00
很多； • 微带线采用高介电常数的介质基片，其波导波长比自由空间的波长小
很多，缩短了电路纵向尺寸。 采用的半空间开放电路结构，便于固体器件安装和电路调试。 • 微带电路可实现更多的功能，并获得更好的性能。 制造成本低,易于批量生产 • 采用印制电路技术，相对于同功能的波导和同轴电路便宜很多。
微带线的主要缺点（与波导、同轴线等立体传输线相比)
➢ 工作频率较高时，高次模式为考察重点。 (1)微带线不再满足横截面尺寸小的特点，TEM波模式减少，纵向
场分量——高次模式在增加 **两种高次模式：波导模式、表面波模式
2.2.2微带线中的主模和高次模
波导模:
波导模指在金属导带与接地板之间构成有限宽度的平板波导中存在的TE、 TM模。
最易产生的波导波型： 平板波导最低TE模——TE10模，平板波导最低 TM模——TM01模。
向前移动的速度， • 表达了传输线（在传输方向）的几何尺寸和电长度的
关系
2.2.3微带线特性参数分析
微带线特性参数准静态方法分析
➢ 无限长均匀的TEM波传输线等效为分布参数电路 级联网络：
分布参数元件: 并联电容C0、串联电感L0、串联电阻R0和并联 电导G0
微带板传输线阻抗分析和匹配
微带板传输线阻抗分析和匹配摘要:介绍了传输线阻抗匹配的原理以及匹配方法，介绍了两种传输线阻抗计算的经验公式，在此基础上讨论了影响传输线阻抗控制的主要因素。
关键词:传输线阻抗匹配因素1引言随着微电子技术和通信技术的不断发展，电子设计系统正在向高速方向发展，时钟和数据速率从以前的几十 MHz 变成现在的几百 MHz 甚至 1GHZ 或更高的频率。
在这种高速系统中，信号是以电磁波的速度在信号通道上传输，当高速变化的信号在传输线中传输时，如果终端和始端出现阻抗失配现象，则会出现电磁波的反射，使信号波形严重畸变，并且引起一些有害的干扰脉冲，影响整个系统的正常工作。
因此在高速系统中，必须对信号经过的传输环境进行阻抗匹配控制,从而保证信号传输的完整性。
2传输线阻抗的物理含义在电路分析中，信号传输的连接线称为传输线。
下面介绍两个与传输线特性密切相关的概念。
(1)特征阻抗:它是沿传输线上分布电容和电感的等效，其物理含义是入射波的电压与电流的比值或反射波的电压与电流的比值。
3 阻抗匹配及其重要性传输理论指出，通常情况下，传输线传输的电压或电流是由该点的入射波和反射波叠加而成的，或者说是由行波和驻波叠加而成的。
当传输线的负载阻抗与传输线特征阻抗相等时，线上只存在入射波而无反射波，我们称之为负载阻抗匹配。
(1)当传输线的负载阻抗与传输线特征阻抗不等时，传输线上除了会出现入射波外，还会出现反射波，称之为阻抗控制失配现象。
反射波的存在意味着传送到传输线终端的功率不能全部为负载所吸收，从而降低了传输效率。
当传输线的负载阻抗大于传输线特征阻抗，电压信号发生正向反射，电流信号发生负向反射;当传输线的负载阻抗小于传输线特征阻抗，电压信号发生负向反射，电流信号发生正向反射。
(2)当传输线的负载阻抗等于传输线特征阻抗时，传输线上同时存在着行波和驻波，若信号电压比较高，则在电压波腹点容易产生介质击穿的现象。
如欲避免击穿，势必采用尺寸较大和耐压较高的传输线，从而加大了投资。
微波技术第2章 微波传输线4-微带线基础
高频头的构成主要有以下几部分：波导-微带转换器，低噪声 放大器，混频器，中频放大器。
高频头
波导－微带转换器：波导－微带转换器的作用是将馈源中所 接收到的微波信号通过小天线、同轴线耦合到微带低噪声放 大电路中。转换器的驻波比必须很低，否则接收到信号将被 反射，等效于接收信号被衰减，增加整机噪音。
3、微带线的色散特性
色散是指电磁波的传播速度随其频率变化而变化的现象。 一般对微带线进行的分析都认为微带线上传播的是TEM模， 因而微带线的导波波长、相速或有效介电常数均与频率无 关，即没有色散现象。但是，实际上无论是敞开的还是屏 敝的微带线，均不能维持这种TEM模的传播，因为这种模 满足不了空气和介质上的边界条件。
SMB系列
SMB系列产品是一种小型推入式锁紧射频同轴连接器、 具有体积小、重量轻、使用方便、电性能优良等特点、 适用于无线电设备和电子仪器的高频回路中连接射频同 轴电缆用。
MCX系列
MCX系列接头具有插入自锁结构。它是一种体积、重量、 耐用性及性能俱佳的产品。它的体积比标准SMB小30%， 因此连接更加紧密。应用于对体积、重量、性能及安装方 式有要求的场所。
3、微带线的色散特性
微带线中传播的真正模式是一种TE模和TM模组成的混合 模式。这种混合模式能在任何频率下传播，但是它是色散 的。频率较低时，混合模就趋近于TEM模。因而微带线中 传播的模式可近似地看成TEM模，或称它为准TEM模。但在 较高的频率下，当传输线尺寸远大于四分之一波长时，就 必须考虑微带线的色散性质，此时高次模已经存在。
微带集成电路具有小型化、轻量化、生产成本低、生 产周期短、可靠性高和性能指标高的优点，已从单一 的单元器件发展到大的微波功能模块，如微波固体接 收机、微波相控阵单片固体模块等。当然，它也有缺 点和局限性，例如损耗较大、Q值较低、空气－介质 界面附近会激起表面波等。 目前，微带集成电路发展十分迅速，已成为微波技术 的主要发展方向之一。
第九讲微带匹配电路双枝节匹配电路资料
到短路线1的电纳点的电长度 6、过C作等反射系数圆交匹配
圆于B点 7、短路线2的电纳=-B点电纳 8、短路线2的电长度=从短路点
到其电纳点的电长度
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
四分之一波长阻抗变换器的特性
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
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3.4、微带型匹配电路
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
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3.4、微带型匹配电路
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
3.4.4双枝节匹配电路
单枝节匹配电路可以实现任意输入阻抗与实部不为零的负载阻抗的匹配。 主要缺点是对可调型匹配器带来困难，解决方法是再接入一段并联短截 线来实现，这就是双枝节匹配电路。
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
匹配圆
辅助圆
匹配圆： 经过匹配点的等G圆
3.4、微带型匹配电路
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
微波技术与天线-第三章匹配理论
பைடு நூலகம்
3.4、微带型匹配电路
微波技术与天线-第三章匹配理论
辅助圆： 匹配圆反时针转l2
微波技术与天线-第三章匹配理论
3.4、微带型匹配电路
l1对应的等 反射系数 圆
实验一微带线阻抗匹配.
4. 測量儀器 (1) Agilent E5071A 向量網路分析儀 (2)各式轉接頭一套 (3) 50Ω 負載接頭
二、實驗設備：
1. 消耗材料 (1) 50 Ω SMA 接頭 (2) FR4 玻璃纖維雙面感光電路板 (ε r = 4. 7， Thickness = 0.8 mm， Loss tangent δ = 0.014 ) (3) 晶片型電阻
2. 模擬軟體 (1) Linecalc：計算微帶線的傳播常數和反射係數 (2) Touhstone：模擬所設計微帶阻抗轉換器的輸入阻抗 (3) Autocad：畫出所設計的微帶線電路圖樣
五、實驗成果：
1. 本微帶功率除器採取
設計方式。
2. 在中心頻率 2.4 GHz 時，記錄所設計的功率除器模擬與測量所得的三埠散射 參數絕對值。
f0 = 2.4GHz 模擬
測量
︱S11︳
︱S22︳
︱S21︳
︱S23︳
3. 在中心頻率 2.4 GHz 時，記錄所設計的功率除器模擬與測量所得 的頻寬 百 分比。
f0=2.4 GHz
BW
模擬
測量
3
六、討論：
1. 畫出所設計阻抗轉換器模擬與測量所得的反射係數絕對值的頻率響應，並討論 誤差的原因。
2. 討論基板大小和微帶線寬製作容忍度對設計上的限制。 3. 比較並討論多節式與其他阻抗匹配電路特性之差異。
七、參考文獻：
微带线仿真匹配
微波技术的计算机仿真报告
班级10651 学号20姓名：焦锋
专周准备条件;(1)一学会使用serenade8.7
(2)理解传输线理论。
进行微带线匹配。
（3）会熟练运用simith圆图，进行仿真调试。
有关参数：ER 9.6 H 0.8mm f 3Ghz z0 50欧姆
任务一：实电阻260欧姆，用一段微带线匹配。
任务二：60欧姆-110j用一短路枝节匹配。
任务三；单枝节匹配60欧姆-110J
微带线分析窗如下：
1）电路原理图如下；
匹配后simith原图分析如下：
任务2：用60欧姆J-110阻抗进行短路枝节匹配：
匹配后电路图如下：学会调试通过改变。
P值来定位于实轴。
学会使用。
归一化匹配公式Z02=√Z0×ZL
任务三：单枝节匹配60欧姆j-110
Simith 圆图分析匹配如下所示：
拓展工程：H 0,8mm HU 16mm ER9.6 中心频率3Ghz 建立2.7GHZ到3.3GHZ的带频，要求反射系数伽玛绝对值小于0.05
工程原理电路如图
Simith圆图分析如下图：
专周总结：通过一周的学习，我们更好的熟悉了，传输线理论。
也熟悉了，了解了，运用软件仿真对于射频微波的重要性，我们将用全新的思维去学习新的知识。
也找到了通往成功的捷径。
理论是实践的基础。
仿真是为了更好的，更
好的设计。
而我们只有多练习才能熟悉，并更好的运用。
微带线匹配设计原理综述
傳輸線輸入阻抗與長度及負載關係
當ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱL=0； l = (/4)：
0 Z o j tan( 2) Z in Z o Z o 0 j tan( 2)
(1-9)
上式所顯示之特性為：一條終端短路的/4傳輸線， 其特性就如同開路一樣，因此我們即可利用一條 短路的/4微帶線替代一個RFC的特性，且在實際 製作時其微帶線之特性阻抗愈高效果會愈好。
而電壓與電流產生變化的原因是因為兩位置間微 帶線的等效電阻及電感與電容及電導效應所造成， 如圖1-2所示。
1-6
微帶線基本理論
I ( z)
+
R
L
R
I ( z z )
C V ( z z )
+
V ( z)
-
z
z z
圖1-2 微帶線電壓與電流及位置之間的關係
1-7
微帶線基本理論
利用電子電路的暫態分析方法，我們可將電壓與 電流相對於位置的關係寫成式(1-1)所示之一階微 分方程式：
第一章 微帶線匹配網路設計原理
逢甲大學通訊系 何 滿 龍 博士
大 綱
微帶線基本理論
反射係數之關係式 終端加負載的傳輸線輸入阻抗 傳輸線輸入阻抗與長度及負載之關係
阻抗匹配之意義
1-2
大綱
設計實例
/4轉阻器匹配網路 單端與雙端短路匹配網路 單端與單端扇形開路匹配網路 /8與3/8單端開路匹配網路
2 Zo Zin Z L
Zo Zin Z L 50150 86.6 : /4轉阻器所需之特性阻抗
1-30
/4轉阻器匹配網路
c 3 1011 mm 66.81mm 再利用 9 f eff (2.4 10 ) 3.5
微带天线的设计和阻抗匹配
微带天线的设计和阻抗匹配微带天线是一种广泛应用于无线通信领域的新型天线。
它具有体积小、重量轻、易于集成等优点，因此特别适合于现代通信系统的应用。
本文将详细介绍微带天线的原理、设计思路、阻抗匹配方法以及实验验证等方面的内容。
微带天线是在介质基板上制作的一种天线。
它主要由辐射元和传输线组成，通过在介质基板上印制金属导带，形成辐射元和传输线，利用电磁波的辐射和传播特性实现天线的功能。
由于辐射元和传输线都印制在介质基板上，因此微带天线具有体积小、重量轻、易于集成等优点。
选择合适的介质基板，根据需要选择介电常数、厚度、稳定性等参数；在介质基板上印制金属导带，形成辐射元和传输线；根据设计要求，对金属导带进行形状和尺寸的调整；为提高天线的性能，需要进行阻抗匹配等调试；选取合适的材料：根据应用场景和设计要求，选择合适的介质基板和金属材料；设计形状和尺寸：根据天线设计的原理，设计合适的辐射元和传输线形状，以及其尺寸大小；考虑天线的抗干扰能力：为提高天线的性能，需要采取措施提高天线的抗干扰能力，如设置保护区、采用滤波器等。
微带天线的阻抗匹配是实现天线高效辐射的关键环节。
通常情况下，微带天线的阻抗不是纯电阻，而是具有一定的电抗分量。
为了使天线与馈线之间实现良好的阻抗匹配，通常采用以下方法：改变馈线的特性阻抗：通过调整馈线的几何形状、材料等参数，改变馈线的特性阻抗，使其与天线的阻抗相匹配；添加电阻、电容等元件：在馈线与天线之间添加适当的电阻、电容等元件，以调整天线的阻抗，实现阻抗匹配；采用分步匹配：通过在馈线与天线之间设置适当的阶梯状阻抗，逐渐接近天线的阻抗，从而实现良好的阻抗匹配。
为了验证微带天线的性能和阻抗匹配的效果，通常需要进行实验测试。
实验测试主要包括以下步骤：搭建测试平台：根据需要搭建测试平台，包括信号源、功率放大器、接收机等；连接测试平台：将微带天线与测试平台连接，确保稳定的信号传输；调整阻抗匹配：根据实验结果，对天线的阻抗匹配进行微调，以获得最佳的性能；进行测试：在不同的频率、距离等条件下进行测试，收集数据并进行分析；结果分析与讨论：根据实验数据进行分析和讨论，评估微带天线的性能和阻抗匹配的效果。
微波技术基础之微带线共26页
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26、要使整个人生都过得舒适、愉快，这是不可能的，因为人类必须具备一种能应付逆境的态度。——卢梭
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27、只有把抱怨环境的心情，化为上进的力量，才是成功的保证。——罗曼·罗兰
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28、知之者不如好之者，好之者不如乐之者。——孔子
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29、勇猛、大胆和坚定的决心能够抵得上武器的精良。——达·芬奇
微波技术基础之微带线
21、没有人陪你走一辈子，所以你要 适应孤 独，没 有人会 帮你一 辈子， 所以你 要奋斗 一生。 22、当眼泪流尽的时候，留下的应该 是坚强 。 23、要改变命运，首先改变自己。
24、勇气很有理由被当作人类德性之 首，因 为这种 德性保 证了所 有其余 的德性 。--温 斯顿． 丘吉尔 。 25、梯子的梯阶从来不是用来搁脚的 ，它只 是让人 们的脚 放上一 段时间 ，以便 让别一 只脚能 够再往 上登。
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30、—叔本华
谢谢！
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微带线匹配设计[整理]
![微带线匹配设计[整理]](https://img.taocdn.com/s3/m/79e7a89d85868762caaedd3383c4bb4cf7ecb7e5.png)
第3节微带线匹配设计在前面介绍了设计集总参数元件的匹配网络的方法，但是这种匹配网络只适合于频率较低的场合，或者是尺寸远小于工作波长的情况。
随着工作频率的提高和工作波长的缩小，分立元件的寄生参数效应将变得更加明显，设计时相应地就要考虑寄生效应，这将使得问题变得相当复杂。
分立元件的这些问题限制了它在射频微波电路中的应用。
通常在几个GHz频段中，射频工程师常采用分立元件和分布元件混合使用的方法。
相比较于前面的分立元件匹配网络，这种网络避免使用电感，而是用传输线替换了电感。
原因是电感比电容具有更高的电阻性损耗，而且电感绕制起来麻烦，很难做到精确。
这种网络是由几段串联的传输线以及间隔配置的并联电容构成。
在这种匹配网络中的分布元件显示出独特的电特性，明显地不同于低频集总参数元件。
它适合作为手机等移动通信设备功率放大器的匹配网络。
其结构如下图所示。
传输线（TL）和电容元件的混合匹配网络设计实例1：设计一个匹配网络将ZL=(30+j20)ohm的负载阻抗变换到Zin=(60+j80)ohm 的输入阻抗。
要求必须采用两段串联传输线和一个并联电容。
已知两段传输线的特性阻抗均为50ohm,匹配的工作频率为2 GHz。
首先，建立一个工程matching1_prj，弹出窗口如下图点选框内的S_Params，然后点OK。
然后会光标处出现虚框将虚框放在空白窗体内。
出现S参数模板如图示：然后手工将Zin和ZL值键入Term1和Term2的Z参数，如下图示:放置一个smithchart元件，目前这个元件是空的。
然后点击tools，在下拉菜单中找到Smith Chart Utility点击，启动Smith Chart工具视窗。
如下图示：在弹出的对话框中选择Update Smith Chart utility from SmartCoponent，然后点击OK就可以用ADS自带的Smith圆图工具来设计匹配。
先设置匹配的工作频率为2 GHz，默认设置为1 GHz。
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微带短截线匹配
1、短截线是短路线
Z in (d)＝j •Z 0•tg (βd) ＝j •Z 0•tg (λπ
2·d)
Y in (d)＝－j •Y 0•[1/tg (βd)]＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·d)]
所以Y in (8
λ
)＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·8λ
)]＝－j •Y 0•1＝－j •Y 0
Y in (83λ
)＝－j •Y 0•[1/tg (λ
π
2·8
3λ
)]＝－j •Y 0•(－1)＝j •Y 0
2、短截线是开路线：
Z in (d)＝－j •Z 0•
d tg β1
＝－j •Z 0•)
2(1d tg ⋅λ
π Y in (d)＝j •Y 0•tg (βd)＝j •Y 0•tg (λπ2·d)
所以Y in (8
λ
)＝j •Y 0•tg (λπ
2·8λ
)＝j •Y 0•1＝j •Y 0
Y in (8
3λ
)＝j •Y 0•tg (λ
π
2·8
3λ
)]＝j •Y 0•(－1)＝－j •Y 0
因此长度为8
λ的短路线相当于长度为8
3λ
开路线；长度为8
3λ
的短路线相当于长度
为8
λ
开路线。
3、非平衡短截线与平衡短截线
为了使得并联短截线和串联传输线之间的传输影响最小，常常将并联短截线平衡分布于串联传输线的两边。
两段平衡短截线ST 1和ST 2并联后的总电纳必须等于一段非平衡短截线的电纳，所以每一段平衡短截线的电纳必须等于非平衡短截线电纳的一半。
设非平衡短截线的长度为l SA ，平衡短截线的长度为l SB 。
4.1当短截线为短路线时：
Y in (l SA )＝－j •Y 0•[1/tg (βl SA )]＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·l SA )] Y in (l SB )＝－j •Y 0•[1/tg (βl SB )]＝－j •Y 0•[1/tg (λπ2·l SB )]
因为Y in (l SA )＝2•Y in (l SB )，所以可得1/tg (λπ
2·l SA )＝2/tg (λπ
2·l SB )，
即tg (λ
π
2·l SB )＝2 tg (λ
π
2·l SA )，因此)22(2λ
ππ
λ
SA
SB l tg arctg l ⋅⋅=
（1）当l SA < 2
λ时，有)22(2λ
ππ
λ
SA
SB l tg
arctg l ⋅⋅=
如：l SA ＝8
λ
时，
)822(2λ
λ
ππ
λ
⋅⋅=tg
arctg l SB )4
2(2π
π
λ
tg
arctg ⋅=22arctg ⋅=π
λ
＝0.1762λ
（2）当l SA > 2
λ时，有)]22([2λ
πππ
λ
SA
SB l tg
arctg l ⋅+⋅=
如：l SA ＝8
3λ
时，
)]8322([2λ
λ
πππ
λ
⋅+⋅=tg
arctg l SB )]4
32([2πππ
λ
tg
arctg +⋅= )]2([2-+⋅=arctg ππ
λ＝0.3238λ
4.2当短截线为开路线时： Y in (l SA )＝j •Y 0•tg (βl SA )＝j •Y 0•tg (λπ2·l SA ) Y in (l SA )＝j •Y 0•tg (βl SA )＝j •Y 0•tg (λπ
2·l SA )
因为Y in (l SA )＝2•Y in (l SB )，所以可得tg (λ
π
2·l SA )＝2•tg (λπ
2·l SB )，
即tg (λπ2·l SB )＝21·tg (λπ2·l SA )，因此)221(2λππλSA
SB l tg arctg l ⋅⋅= （1）当l SA < 2λ时，有)221(2λ
ππλSA
SB l tg arctg l ⋅⋅= 如：l SA ＝8
λ时，
)8221(2λ
λ
ππλ⋅⋅=tg arctg l SB )421(2ππλtg arctg ⋅=)21(2arctg ⋅=πλ
＝0.07379λ （2）当l SA > 2
λ时，有)]221([2λ
πππλ
SA
SB l tg arctg l ⋅+⋅= 如：l SA ＝8
3λ
时，
)]83221([2λ
λπππλ⋅+⋅=tg arctg l SB )]4321([2πππλtg arctg +⋅= )]2
1([2-+⋅=arctg ππλ
＝0.4262λ。