第五章--单相并网逆变器
单相逆变器并网工作原理分析与仿真
基于定频积分的逆变器并网控制1.1引言本章探索了一种基于定频积分控制的可选择独立工作和并网运行两种工作模式的光伏逆变器控制方案，对其工作原理以及并网电流纹波影响因素进行了理论分析，推导了控制方程，并给出了计算机仿真分析结果。
1.2逆变器并网控制系统总体方案设计如本文第一章所述，并网型逆变器主要应用在可再生新能源并网发电技术中，因此，对逆变器并网控制方案的研究也必须结合新能源发电的特点，达到最大限度的利用可再生资源。
作者设计了一种既可以控制逆变器工作在并网送电状态，又可以控制逆变器工作在独立带载状态的逆变器并网控制系统。
逆变器的具体工作模式由工作场合和用户需求决定，系统具有多功能。
本系统采用以定频积分为核心的控制方案。
逆变器并网工作时采用基于定频积分的电流控制方案；独立工作时，在并网电流控制方案的基础上加入电压PI外环，实现输出电压控制。
定频积分控制不仅将并网输出电流控制和独立输出电压控制有机地融合在一起，而且使系统在两种工作模式下都具有良好的性能。
1.3定频积分控制的一般理论所谓定频积分控制是指保持电路工作的开关频率f不变，而通过积分S器和D触发器来控制开关器件在每个周期内的导通时间T和关断时间onT。
图1-1所示为定频积分控制的一般原理图。
of f定频积分控制是基于单周期控制的一种控制方法[43~45]。
单周期控制是一种非线性控制技术，该控制方法的突出特点是：无论是稳态还是暂态，它都能保持受控量(通常为斩波波形)的平均值恰好等于或正比于给定值，即能在一个开关周期内，有效的抵制电源侧的扰动，既没有稳态误差，也没有暂态误差，这种控制技术可广泛应用于非线性系统的场合，比如脉宽调制、谐振、软开关式的变换器等。
下面具体从理论上分析基于单周控制的定频积分控制的一般原理和特点。
图1-1 定频积分控制的工作原理图Fig.1-1 Schematic diagram of unified constant-frequency integration control假设开关运行开关频率为S S 1T f =，开关函数)(t k 为：⎩⎨⎧=01)(t koff on 0Tt T T t <<<< (1-1)式中on T 为开关导通时间，off T 为开关关断时间，S off on T T T =+。
毕业设计-单相光伏并网逆变器的控制原理及电路实现
第一章绪论1.1 光伏发电背景与意义作为一种重要的可再生能源发电技术，近年来，太阳能光伏(Photovoltaie，PV)发电取得了巨大的发展，光伏并网发电已经成为人类利用太阳能的主要方式之一。
目前，我国已成为世界最大的太阳能电池和光伏组件生产国，年产量已达到100万千瓦。
但我国光伏市场发展依然缓慢，截至2007年底，光伏系统累计安装100MWp，约占世界累计安装量的1％，产业和市场之间发展极不平衡。
为了推动我国光伏市场的发展，国家出台了一系列的政策法规，如《中华人民共和国可再生能源法》、《可再生能源中长期发展规划》、《可再生能源十一五发展规划》等。
这些政策和法规明确了太阳能发电发展的重点目标领域。
《可再生能源中长期发展规划》还明确规定了大型电力公司和电网公司必须投资可再生能源，到2020年，大电网覆盖地区非水电可再生能源发电在电网总发电量中的比例要达到3％以上。
对于这一目标的实现，光伏发电无疑会起到非常关键的作用。
当下，我国地方和企业正积极共建兆瓦级以上光伏并网电站，全国已建和在建的兆瓦级并网光伏电站共11个（2008年5月前估计），典型的如甘肃敦煌10MW 并网光伏特许权示范项目，青海柴达木盆地的1000MW大型荒漠太阳能并网电站示范工程，云南石林166MW并网光伏实验示范电站。
可以预见，在接下来的几年里，光伏并网发电市场将会为我国摆脱目前的金融危机提供强大的动力，光伏产业依然会持续以往的高增长率，光伏市场的前景仍然令人期待。
光伏并网发电系统是利用电力电子设备和装置，将太阳电池发出的直流电转变为与电网电压同频、同相的交流电，从而既向负载供电，又向电网馈电的有源逆变系统。
按照系统功能的不同，光伏并网发电系统可分为两类：一种是带有蓄电池的可调度式光伏并网发电系统；一种是不带蓄电池的不可调度式光伏并网发电系统。
典型的不可调度式光伏并网发电系统如图1-1所示。
图1-1 不可调度式光伏并网发电系统从图1-1中可知，整个并网发电系统由光伏组件、光伏并网逆变器、连接组件、计量装置等组成，对于可调度式光伏并网发电系统还包括储能用的蓄电池组。
光伏并网系统结构及单相并网逆变器并网控制方法
光伏并网系统结构及单相并网逆变器并网控制方法1.1 光伏并网系统结构分析光伏并网系统的结构方面其主要是通过并网逆变器以及光伏阵列等继电爱护装置所构成，并网逆变器主要是把光伏电池所发的电能逆变成正弦电流并入到电网当中，而电压型的逆变器则是通过电力电子开关器件连接电感所构成，并且是通过脉宽调制形式来向电网进行送电的。
其中的光伏列阵构成要素则是在并网系统当中比较重要的部件，主要就是把光能转换成电能;除此之外还有掌握器以及继电爱护装置，前者是光伏发电系统的核心部件，掌握器主要是对光伏电池最大功率点跟踪掌握，保证电能间的平衡，而后者则是对光伏系统以及电力网平安性的保证。
1.2 单相并网逆变器并网掌握方法探究为能够将并网逆变器的性能得到有效提升，对并网掌握的方法主要就是电流跟踪掌握方法，在这一方法中的电流滞环掌握法是较为常用的。
在电流滞环掌握方法的原理上主要就是把实际电流信号和所需给定指令电流信号加以比较，假如是输出电流处在正弦波上半周期电流信号比滞环电流限定上限大，就可通过T2、T3管进行导通，这样就能够使得电流信号由此而减小。
滞环电流的掌握系统主要就是双闭环结构，其外环是直流电压掌握环，而内环则是沟通电流掌握环，滞环电流掌握核心就是通过电流差值进行掌握开关管的占空比，所以在实时性方面就能够有讲好的呈现。
再有就是固定开关频率法，这一掌握方法主要是将所给定正弦参考电流信号和实测电流信号进行比较，在得到的误差经过电流掌握器进行处理之后和固定频率三角波信号实施比对，产生谐波的频率在固定开关频率掌握作用下是固定的，可通过设计对某频段滤波器使其频段谐波能够最大化衰减，这一方法功率管开关的消耗也相对较少。
虽然这一掌握方法有着肯定的缺陷但经过优化就能够解决实际的问题，主要是在之前的基础上进行添加电压前馈，从而来让电流无差时保持输出的状态，最终产生所需要的信号。
单相光伏并网逆变器的研究
安全性：提高光 伏并网逆变器的 安全性，降低安 全隐患，提高用 户满意度。
提高逆变器 的效率和稳 定性
降低逆变器 的成本和体 积
提高逆变器 的智能化程 度
研究新型光 伏并网逆变 器拓扑结构
研究光伏并 网逆变器的 控制策略和 算法
研究光伏并 网逆变器的 故障诊断和 保护技术
降低生产成本，受雷击损坏
06
家庭光伏发电系统 商业光伏发电系统 工业光伏发电系统
农业光伏发电系统 公共设施光伏发电系统 交通设施光伏发电系统
效率高：单相光伏并网逆变器效率更高，可以更好地利用太阳能资源。 稳定性好：单相光伏并网逆变器稳定性好，可以更好地适应各种环境条件。 安全性高：单相光伏并网逆变器安全性高，可以更好地保障用户的安全。 成本较低：单相光伏并网逆变器成本较低，可以更好地满足用户的经济需求。
2000年代：单 相光伏并网逆 变器的商业化 应用
2010年代：单 相光伏并网逆 变器的技术升 级和优化
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单相光伏并网逆变器已经实现了高效率、高可靠性和高稳定性 逆变器技术已经能够适应各种复杂的电网环境，包括电压波动、频率波动等 逆变器技术已经能够实现对光伏发电系统的智能控制和优化调度 逆变器技术已经能够实现对光伏发电系统的远程监控和故障诊断
加强技术创新，提高逆变器 效率和稳定性
加强与光伏产业的合作，推 动产业链协同发展
加强政策支持，推动光伏并 网逆变器产业的发展
汇报人：
功率因数校正： 提高光伏并网逆 变器的功率因数， 降低谐波污染
电压控制：实现 光伏并网逆变器 的电压稳定控制， 提高电网的稳定 性
电流控制：实现 光伏并网逆变器 的电流稳定控制， 提高电网的稳定 性
第五章--单相并网逆变器
第5章单相并网逆变器后级的DC- AC部分，采用单相全桥逆变电路，将前级 DC- DC输出的400V 直流电转换成220V/50Hz 正弦交流电，完成逆变向电网输送功率。
光伏并网逆变器实现并网运行必须满足要求：输出电压与电网电压同频同相同幅值，输出电流与电网电压同频同相（单位功率因数），而且其输出还应满足电网的电能质量要求，这些都依赖于逆变器的有效并网控制策略。
光伏并网逆变器拓扑结构按逆变器主电路的拓扑结构分类，主要有推挽逆变器、半桥逆变器和全桥逆变器。
5.1.1推挽式逆变电路推挽式逆变电路由两只共负极的功率开关元件和一个原边带有中心抽头的升压变压器组成。
它结构简单，两个功率管可共同驱动，两个开关元件的驱动电路具有公共地，这将简化驱动电路的设计。
U图5-1 推挽式逆变器电路拓扑推挽式电路的主要缺点是很难防止输出变压器的直流饱和，另外和单电压极性切换的全桥逆变电路相比，它对开关器件的耐压值也高出一倍。
因此适合应用于直流母线电压较低的场合。
此外，变压器的利用率较低，驱动感性负载困难。
推挽式逆变器拓扑结构如图5-1 所示。
5.1.2半桥式逆变电路}半桥式逆变电路使用的功率开关器件较少，电路结构较为简单，但主电路的交流输出电压幅值仅为输入电压的一半，所以在同等容量条件下，其功率开关的额定电流要大于全桥逆变电路中功率元件额定电流，数值为全桥电路的2 倍。
由于分压电容的作用，该电路具有较强的抗电压输出不平衡能力，同时由于半桥式逆变电路控制较为简单，且使用元件少、成本低，因此在小功率等级的逆变电源中常被采用。
其主要缺点是直流侧电压利用率低，在同样的开关频率下电网电流的谐波较大。
图5-2 半桥式逆变器电路拓扑5.1.3全桥式逆变电路全桥逆变电路可以认为是由2 个半桥逆变电路组成的，在单相电压型逆变电路中是应用最多的电路，主要用于大容量场合。
在相同的直流输入电压下，全桥逆变电路的最大输出电压是半桥式逆变电路的2 倍。
单相光伏并网逆变器的设计
单相光伏并网逆变器的设计
在设计单相光伏并网逆变器时，首先要确定逆变器的额定功率。
根据
光伏电池板的额定功率和数量，可计算出所需的逆变器功率。
此外，还需
要考虑逆变器的最大功率点跟踪（MPPT）性能，确保在不同的光照条件下
能够实时追踪光伏电池板的最大功率点，以提高系统的效率。
接下来，需要选择合适的逆变器拓扑结构。
目前常用的拓扑结构有单
级逆变器和多级逆变器。
单级逆变器结构简单，但效率较低，适用于小功
率应用；而多级逆变器结构复杂，但效率较高，适用于大功率应用。
根据
实际需求来选择适合的拓扑结构。
另外，在设计过程中还需要考虑到逆变器的控制策略。
一种常用的控
制策略是相位锁定环路（PLL）控制。
PLL控制可以确保逆变器输出的交
流电与公共电网同步，以避免发生干扰或相位不匹配。
此外，还需要考虑
到电流控制、电压控制、频率控制等方面的控制策略。
同时，逆变器的可靠性也是设计过程中需要考虑的重要因素。
在设计
中应选择可靠性较高的元件和材料，同时进行充分的散热设计，以确保逆
变器在长时间运行时不会过热受损。
最后，还需要在设计中考虑到逆变器的通信接口和监控系统。
逆变器
通常需要具备与电网通信以实现并网功能，并提供与用户的通信以方便监
控运行状态和故障诊断。
综上所述，单相光伏并网逆变器的设计需要考虑到逆变器的额定功率、拓扑结构、控制策略、可靠性以及通信接口等因素。
只有在全面考虑这些
因素的前提下进行设计，才能确保逆变器的性能和可靠性，并实现可持续
发展。
风力发电系统单相并网逆变器控制策略研究
风力发电系统单相并网逆变器控制策略研究
摘要：风力发电系统作为一种可再生能源发电方式，具有广泛的应用前景。
然而，由于风能的不稳定性和波动性，风力发电系统的控制策略显得尤为重要。
本文针对风力发电系统中的单相并网逆变器，进行了相关控制策略的研究。
首先，本文介绍了风力发电系统的基本原理和结构。
风力发电系统由风力发电机、变频器、并网逆变器等组成，其中并网逆变器起到将风力发电机产生的直流电转换为交流电并并网的作用。
并网逆变器的控制策略直接影响到系统的性能和稳定性。
接着，本文分析了当前常用的并网逆变器控制策略，并比较了它们的优缺点。
目前常用的控制策略包括直接功率控制、电流控制和电压控制等。
直接功率控制能够实现对输出功率的精确控制，但对系统响应速度要求较高；电流控制能够保证系统的稳定性，但对谐波干扰的抑制能力较弱；电压控制能够保持系统的电压稳定，但对电网电压波动较为敏感。
因此，本文提出了一种综合考虑这些因素的控制策略。
最后，本文设计并实现了所提出的控制策略，并进行了仿真实验。
实验结果表明，所提控制策略能够在保证系统稳定性的同时，实现对输出功率的精确控制，并对谐波干扰和电网电压波动具有较好的抑制能力。
综上所述，本文对风力发电系统中的单相并网逆变器控制策略进行了研究。
通过分析现有的控制策略，提出了一种综合考虑多个因素的控制策略，并进行了仿真实验验证其性能。
这对于提高风力发电系统的性能和稳定性具有一定的指导意义，也为相关研究提供了新的思路。
关键词：风力发电系统；单相并网逆变器；控制策略；直接功率控制；电流控制；电压控制；性能；稳定性；仿真实验。
并网逆变器原理
并网逆变器原理
并网逆变器是一种将直流电能转化为交流电能，且可将电能提供给电网的设备。
其工作原理如下：
1. 输入电路：并网逆变器的输入电路接收来自太阳能电池组或其他直流电源的直流电能。
输入电路通常包括一个DC-DC变
换器，用于调整输入电压和电流的参数。
2. 拓扑结构：并网逆变器采用不同的拓扑结构，最常见的是单相桥式逆变器或三相桥式逆变器。
这些拓扑结构能够将低电压和电流的直流电能转化为交流电，并保持满足电网的传输要求。
3. 控制策略：并网逆变器的控制策略是关键。
通过使用先进的控制算法，可以实现逆变器的最大功率点追踪，以确保太阳能电池组或其他直流电源能够以最佳效率运行。
此外，控制策略还要保证逆变器输出的交流电能与电网的频率和相位相匹配，以确保平稳的电能传输。
4. 输出电路：并网逆变器的输出电路将转换后的交流电能连接到电网上。
输出电路通常包括一个滤波器，用于消除或减少输出电流中的谐波成分，并确保电能传输的质量和稳定性。
5. 电网连接：最后一步是将并网逆变器连接到电网上。
这通常需要遵守电网运营商的规定和标准，并进行相应的配置和调试。
单相逆变器 工作原理
单相逆变器工作原理
单相逆变器是一种将直流电转换为交流电的电子装置。
它主要应用在太阳能光伏发电系统中，将太阳能电池板产生的直流电转换为交流电，以供电网使用或者给电器设备供电。
单相逆变器的工作原理基本上可以分为四个步骤：整流、电容滤波、逆变和输出滤波。
首先，通过整流电路将太阳能电池板产生的直流电转化为大致稳定的直流电。
这个过程可以使用二极管整流桥来完成，将交流电转换为脉动的直流电。
接下来，通过电容滤波来平滑直流电的脉动波形。
电容滤波器可以将脉动直流电转换为相对稳定的直流电，提高转换效率。
然后，将平滑后的直流电输入到逆变电路中。
逆变电路通常由晶体管、MOSFET等元件构成，根据控制信号的调整，将直流电转换为交流电。
通过调整开关频率和占空比，可以得到所需的交流电输出波形。
最后，通过输出滤波器对逆变后的交流电进行滤波，去除掉交流电中的高频噪声和谐波，得到稳定的交流电输出。
总之，单相逆变器通过整流、电容滤波、逆变和输出滤波这几个步骤，实现了将太阳能电池板产生的直流电转换为稳定的交流电。
这种转换方式极大地提高了太阳能发电系统的效率和适
用范围，使得太阳能发电可以更加方便地应用于日常生活和工业生产中。
单相L并网逆变器的设计
单相L并网逆变器的设计王明雷;侯波;董锋斌;南帅博;董金磊【摘要】文章设计了一种单相并网逆变器,建立了L型单相并网逆变器的数学模型.在此基础上,设计了PI型闭环控制系统,同时给出了系统主要软硬件设计.实验结果表明,所设计的L型单相并网逆变器具有良好的稳态性能和动态特性.【期刊名称】《江苏科技信息》【年(卷),期】2017(000)009【总页数】3页(P61-63)【关键词】并网逆变器;PI控制器;单相【作者】王明雷;侯波;董锋斌;南帅博;董金磊【作者单位】陕西理工大学电气工程学院,陕西西安 723000;陕西理工大学电气工程学院,陕西西安 723000;陕西理工大学电气工程学院,陕西西安 723000;陕西理工大学电气工程学院,陕西西安 723000;陕西理工大学电气工程学院,陕西西安723000【正文语种】中文近些年，随着世界能源的枯竭，太阳能、风能、生物质能等作为清洁、易于开发的可再生能源，受到了世界各国政府的高度重视，而这些能源均需通过并网逆变器接入电网［1-3］。
因此，并网逆变器成了新能源发电系统的关键设备之一，其性能的优劣将直接影响到并网效果。
本文以L型并网逆变器为研究对象，给出了并网逆变器数学模型，同时推导了系统传递函数，并设计了并网逆变器PI控制器参数，同时对并网逆变器的入网电流、电网电压相位硬件电路以及相应的软件进行了设计。
最后，实验验证了所设计的并网逆变器性能。
L型并网逆变器的电路拓扑结构如图1所示，主要由四个功率开关管Q1～Q4，滤波电感L组成［4］。
其中，并网电流为iL，电网电压为Vs，RL是滤波电感及并网线路的等效电阻。
取并网电流iL为状态变量，基于KVL得：由式（1）可得iL与Vs，Vab的拉普拉斯变换关系为：忽略功率开关管和死区时间造成的非线性因素，可将SPWM调制器等效为比例环节，即：其中，kpwm是调制环节的放大倍数。
当系统开关频率远远大于调制信号频率，且无过调制时：为了对并网逆变器控制器进行设计，首先需要对逆变器进行开环系统性能分析。
光伏组件中的单相并网逆变器回顾
光伏组件中的单相并网逆变器回顾摘要——主要是对于单相电网连接光伏(PV)模块中的逆变器技术的回顾。
逆变器分为四个等级：(1)数量在级联; (2)电源处理阶段的电源类型光伏组件(S)和单相电网之间的耦合;(3)他们是否利用了变压器(无论是在线或高频)或;和(4)的并网发电阶段。
对于以上四种逆变器的拓扑介绍、比较，并评估其要求、寿命、组件评级和成本。
最后，综合结果选出适合单个光伏组件或多个光伏组件的最佳候选逆变器。
索引条目——AC模块，光伏发电系统，单相并网逆变器。
引言随着世界对电力的需求不断增加，光伏发电的供电电网也越来越的到重视[1]。
但是同多数传统能源例如石油、天然气、煤炭、核能、风力和水利相比其较高的并网成本，是许多光伏发电系统未能并入电网的主要原因。
固态逆变器已被证实是将光伏发电系统并入电网的可行技术。
在过去光伏发电系统的花费主要被光伏组件的价格所影响。
但是随着现在光伏发电组件的生产规模扩大，其价格也在逐步下降。
例如：在1992年，每瓦特的光伏组件的成本价格为4.4~7.9美元，现在成本已经下降到2.6~3.5美元[2]。
因此，系统的总造价中并网逆变器的价格变得各家可预计。
每一个逆变器的成本下降使得光伏发电变得更具吸引力[4]。
现在大家所关注的是有没有更新的、更便宜的、更具有创造力的逆变器解决方案，这些导致包括逆变器在内的高多样性和新系统的配置。
本文以对逆变器的要求开始，并由电网公司、光伏组件和运营商创设。
也是根据回顾历史上是如何达成这些要求、如何在现今实现并且对未来有怎样的认识。
随后将对用于连接到网络的光伏组件的逆变电源的拓扑结构进行概述。
并将进一步的讨论和评估以便得出最适合并且能够适用于未来发展的光伏逆变器拓扑结构，并且给出最终结论。
规格、要求和标准将光伏组件逆变器接入电网主要面临两个问题。
一个是确保光伏组件工作在最大功率点（MPP）。
另一个是将正弦电流注入电网。
这些问题将在这一章节得到进一步的审查。
并网单相逆变器故障诊断与在线监测
并网单相逆变器故障诊断与在线监测摘要电力电子变换器系统（PECS）各种工业生产中广泛应用。
在故障条件下分析是为了确保电力电子变换器系统（PECS）的功能可靠。
以电力电子变换器系统（PECS）运行时的故障特征来判断选择用什么样的控制和保护程序。
此外，电力电子变换器系统（PECS）的在线监测及有效的解决方案可以提高系统的监督和管理能力。
因此，本文提出了故障诊断和单相并网逆变器用于可再生分布式发电的在线监测。
本文提供了在不触发保护装置的基础上对单向逆变器故障检测、故障分类和开路位置（O-C）的标准保护系统。
所提出的故障诊断算法的自适应神经模糊推理系统（ANFIS）算法的实是完全基于逆变器输出电流的测量实现的。
因此，和以往的研究工作相比，该算法的工作量小的多。
此外，通过传输控制协议和网络软件（TCP/IP）的通信接口将信息表达在图形用户界面GUI。
GUI软件集成了单相逆变器的电信号的在线监测，以及结合这些信号生成了实时数据库。
关键字：单相逆变器在线故障诊断监测自适应神经模糊推理系统通信接口板图形用户界面1.引言电力电子变换器系统（PECS）被广泛应用与工业系统中，包括智能电网，可再生能源的应用，电机驱动，电源系统等。
因此，为了提高逆变器的可靠性和性能，在故障的条件下详细调查和结果分析是非常重要的。
此外，由于可再生能源[1,2]的使用和智能电网的广泛使用，对逆变器的在线监测成为重要的课题。
为了使检测和监测的过程简单和更容易实现，用硬件的支持手段，通过对用户–计算机系统的设计，提供相关信息给用户。
选择重要的技术信息，并且对相关的信息进行介绍。
当使用的技术决定后，相应技术设计的可能性和局限性也随之确定。
此外，数据必须经过归类和处理，以直观输出给用户的图形用户界面（GUI），让用户容易找到所需信息。
电力电子变换器系统（PECS）中电源开关的故障分为短路（S-C）故障和开路（O-C）故障。
短路（S-C）故障在大多数情况下导致过电流状况，其容易被标准保护系统检测和处理，例如过电流，欠电压或过电压保护。
单相并网离网双模式逆变器控制策略综述
电气传动2020年第50卷第5期ELECTRIC DRIVE 2020Vol.50No.5摘要：单相并网/离网双模式逆变器是分布式发电系统的重要组成部分，它既可工作于并网模式，将分布式发电装置产生的电能送入大电网；又可工作于离网模式，在大电网供电中断时将分布式电能提供给本地负载。
基于广大学者对单相并网/离网双模式逆变器的研究成果，主要对其控制策略进行分类和归纳，总结其控制特点和适用场合，为进一步深入研究单相并网/离网双模式逆变器提供参考。
关键词：户用微电网；单相；双模式；逆变器；控制策略中图分类号：TM46文献标识码：ADOI ：10.19457/j.1001-2095.dqcd19938Overview of Control Strategies for Single -phase Grid -connected/Off -grid Dual -mode InvertersCHEN Yaai ，ZHAO Junwei ，ZHOU Jinghua ，SHI Yongshuai ，WANG Sai（Inverter Technology Engineering Research Center of Beijing ，North China University ofTechnology ，Beijing 100144，China ）Abstract:The single -phase grid -connected/off -grid dual -mode inverter is an important part of the distributedgeneration system.It can work in the grid -connected mode to send the power generated by the distributed power generation unit to the large power grid.Mode that provides distributed power to the local load when the mains supplyis interrupted.Based on the research results of single -phase grid -connected/off -grid dual -mode inverters ，its control strategies was classified and generalized ，its control characteristics and applicable occasions was summarized.It providesd a reference for further studies of single -phase grid -connected/off -grid dual mode inverters.Key words:household microgrid ；single -phase ；double -mode ；inverter ；control strategy单相并网/离网双模式逆变器控制策略综述陈亚爱，赵军伟，周京华，石永帅，王赛（北方工业大学北京市变频技术工程技术研究中心，北京100144）基金项目：国家自然科学基金面上项目（51777002）；北京市高水平创新团队建设计划资助项目（IDHT20180502）作者简介：陈亚爱（1961-），女，硕士，教授，cya@数字控制在电力电子领域的应用和进步，使全球能源管理技术得到迅速发展，从而使智能电网的实现成为可能［1］。
单相光伏并网逆变器的研制
单相光伏并网逆变器的研制单相光伏并网逆变器的研制近年来，随着人们对可再生能源的重视程度不断提升，太阳能光伏发电得到了广泛关注。
光伏发电系统是一种将太阳能转化为电能的系统，其中光伏逆变器作为核心设备起到了至关重要的作用。
光伏逆变器的主要功能是将直流电能转换为交流电能，以满足家庭、企业或工厂的电力供应需求。
单相光伏并网逆变器是一种将光伏发电系统连接到公共电网的设备，可实现电网电能与光伏电能的平稳转换。
它可以将太阳能光伏板发出的直流电能转化为交流电，并与公共电网实现同步运行，从而将多余的电能注入到电力网络中，减少能源浪费，降低环境污染。
因此，单相光伏并网逆变器被广泛应用于家庭光伏发电系统、商业光伏发电系统和工业光伏发电系统中。
为了研制出效率高、性能可靠的单相光伏并网逆变器，首先需要进行系统设计。
设计过程需要考虑多个方面，包括逆变器的输入电压范围、输出功率范围、输出电压波形质量以及保护功能等。
另外，还需要考虑光伏模块的最大功率点跟踪（MPPT）功能，以确保逆变器能够高效地收集太阳能。
接下来，进行逆变器的硬件设计。
逆变器的硬件设计主要涉及到电路拓扑的选择、元件选型以及PCB设计等。
对于单相光伏并网逆变器来说，广泛采用的电路拓扑有单相全桥拓扑和单相半桥拓扑。
选择合适的电路拓扑可以提高整个逆变系统的效率和稳定性。
元件选型需要根据逆变器的功率要求和工作环境来选择合适的电子元件。
PCB设计方面需要考虑逆变器的散热、线路布局以及防止电磁干扰等问题。
在实现逆变器硬件设计的基础上，接下来是进行逆变器软件的开发。
逆变器软件主要包括控制算法的编写和系统保护功能的实现。
控制算法需要实现MPPT功能，通过精确计算最大功率点，确保光伏模块输出的电能最大化。
系统保护功能需要实现过压保护、欠压保护、过温保护以及短路保护等，以确保逆变器在不正常工作情况下能够及时停机，保护光伏模块和逆变器本身。
最后，进行逆变器的实验验证和性能测试。
在实验验证阶段，需要测试逆变器的输入电压范围、输出功率范围、电流波形以及稳定性等。
第五章光伏并网逆变器的电路拓扑讲解
第五章光伏并网逆变器的电路拓扑5.1 光伏并网逆变器的分类5.2 隔离型光伏并网逆变器5.3 非隔离型光伏并网逆变器5.4 多支路光伏并网逆变器5.5 微型光伏并网逆变器第五章光伏并网逆变器的电路拓扑光伏并网逆变器将太阳能电池输出的直流电转换成符合电网要求的交流电再输入电网，是光伏并网系统能量转换与控制的核心。
光伏并网逆变器的性能影响和决定整个光伏系统是否能够稳定、安全、可靠、高效地运行，同时也是影响整个系统使用寿命的主要因素。
本章将对光伏并网逆变器进行分类讨论。
5.1 光伏并网逆变器的分类根据光伏并网逆变器与电网的连接有无隔离变压器，可将光伏并网逆变器分为隔离型和非隔离型两大类，详细分类如图5-1所示。
图5-1 光伏并网逆变器分类5.1 光伏并网逆变器的分类5.1.1 隔离型光伏并网逆变器结构工频隔离型特点：主电路和控制电路相对简单，光伏阵列直流输入电压的匹配范围较大，可有效防止电网电流通过桥臂与人体在直流侧形成回路造成的人体伤害事故，保证系统不会向电网注入直流分量，有效的防止了配电变压器的饱和。
但体积大、质量重，增加了系统损耗及成本。
5.1 光伏并网逆变器的分类5.1.1 隔离型光伏并网逆变器结构高频隔离型特点：相比工频隔离型，具有较小的体积和质量，克服了工频隔离型的主要缺点。
图5-3 高频隔离型光伏并网逆变器结构a) DC/DC变换型 b) 周波变换型5.1 光伏并网逆变器的分类5.1.2 非隔离型光伏并网逆变器结构与隔离型相比，省去了笨重的隔离变压器，体统结构简单、质量变轻、成本降低并提高了效率，将成为今后主要的光伏并网逆变器结构。
包括单级非隔离型和多级非隔离型。
图5-4 非隔离型光伏并网逆变器结构5.1 光伏并网逆变器的分类5.1.2 非隔离型光伏并网逆变器结构非隔离型的光伏并网系统中，光伏阵列与电网电压直接连接。
大面积的光伏阵列与大地之间存在较大的分布电容，因此会产生光伏阵列对地的共模漏电流。
单相光伏并网逆变器的研制
单相光伏并网逆变器的研制一、本文概述随着全球对可再生能源的需求日益增长，太阳能作为一种清洁、可持续的能源形式，在全球范围内得到了广泛的关注和应用。
单相光伏并网逆变器作为太阳能光伏发电系统的核心设备之一，其性能稳定性和效率对太阳能发电系统的整体表现具有重要影响。
本文旨在探讨单相光伏并网逆变器的研制过程，包括其设计原理、关键技术、实验验证以及性能优化等方面，以期为相关领域的研究人员和技术人员提供有益的参考和借鉴。
本文将详细介绍单相光伏并网逆变器的基本原理和结构特点，包括其工作原理、电路拓扑、控制策略等。
针对单相光伏并网逆变器的关键技术，如最大功率点跟踪、并网控制、孤岛效应检测等，本文将进行深入的分析和讨论，并提出相应的解决方案。
本文将通过实验验证和性能优化，评估单相光伏并网逆变器的实际性能，包括其转换效率、动态响应、稳定性等方面，并探讨其在实际应用中的潜力和优势。
本文还将对单相光伏并网逆变器的未来发展趋势进行展望，探讨其在提高转换效率、降低成本、增强智能化等方面的可能性和挑战。
通过本文的研究，期望能为单相光伏并网逆变器的进一步发展和应用提供有益的启示和指导。
二、单相光伏并网逆变器的基本原理太阳能电池板：太阳能电池板将太阳能转换为直流电能，这是整个系统的能量来源。
直流电源：直流电源接收太阳能电池板输出的直流电能，并将其稳定在逆变器所需的输入电压范围内。
逆变器：逆变器是单相光伏并网逆变器的核心部件，它的主要功能是将直流电转换为交流电。
逆变器采用单级式逆变结构，通过控制半导体开关器件的通断，产生高频交流电。
滤波器：滤波器用于去除逆变器输出的交流电中的谐波和噪声，以确保输出电能的质量。
变压器：变压器用于将逆变器输出的交流电调整到与电网电压相匹配的水平，以便顺利并入电网。
通过以上几个部分的协同工作，单相光伏并网逆变器能够将太阳能电池板输出的直流电能转换为符合电网要求的交流电能，并顺利并入电网，实现太阳能发电的并网应用。
单相光伏并网逆变器
Abstract --An innovative methodology for the developm ent of a com m ercial low-power single-phase transform erless inverter for grid connected photovoltaic (PV) system s is described. Com puter-Aided Engineering(CAE) tools like MATLAB/Sim ulink™, PLECS™ anddSpace/TargetLink™ allow fundam ental steps, such as: physical m odeling and sim ulations, innovative controlalgorithm s design and testing, prelim inary hardware evaluation, param eter optim ization and auto-generation of C-code for real-time SW implementation. A final on-site test of the real product shows the accuracy of the previousanalysis.Index Terms --Photovoltaic Inverter, Current Control, Single-Phase PLL, MPPT, CAE, Transformerless.I. I NTRODUCTIONGrid-connected photovoltaic (PV) systems play an important role in distributed power generation. With thehelp of governmental incentivation, their usage is becoming more and more widespread within the community.Most of the single-phase installations are small-scalePV systems up to 5-6 kWp.For different reasons, among which safety conditions, good functioning, D C current grid injection and PV isolation cells from the grid, most PV systems feature galvanic isolation, either in the DC-DC input converter inthe form of a high frequency transformer, or on the AC output side, in the form of a bulky low frequency transformer. Both types of galvanic isolation increase the cost and size of the whole system and decrease theoverall efficiency.Obtaining higher efficiency, smaller size & weight andlower price for the inverter is possible when no isolation transformer is fitted.As PV module prices get cheaper, the decrease inmanufacturing costs for PV inverters becomes a must. PV inverters provided with an isolation transformer on the grid side are cumbersome and make the whole systembulky and difficult to install. Installing a high frequency transformer in the D C-D C converter reduces overall efficiency due to added primary and secondary switching rectifiers. [1]These transformerless solutions offer all the benefits above, although they imply some regulatory issues due to solar panel parasitic capacitance and ground leakage. [2] The problem may be solved with the installation of a Residual Current Monitoring Unit, which is sensitive forDC and AC currents and can sense DC fault currents.Suppressing the transformer may lead to D C current injection into the grid. Injected DC currents are not fault currents, but are due to small asymmetry between the positive and negative half-wave of the injected AC current.The problem may be solved with the installation of a Current Sensor at the output of the inverter. The scope of the work presented in this paper is to introduce a model based analytical approach to design a suitable transformerless single-phase inverter for photovoltaic applications connected to the utility grid.The plant simulative model is developed and used to predict the system behavior of the selected hardware topologies and to understand, evaluate and optimize theperformances of the control algorithms. Simulation of modern electrical systems using power electronics has always been a challenge because of the nonlinear behavior of power switches, their connection to continuous sub-systems and the design of discrete-time control.Much simulation software has been developed in the past. Some simulation software solutions have been dedicated to simulation of detailed behavior of power electronics based on specific circuit library.Other software enables efficient control development based on specific system libraries or toolboxes. Under the time-to-market pressure, only small functioning activities can be carried out on prototypesbefore releasing the project for mass production. On the simulation level, also second-order specifications such as power losses, efficiency and line current distortion are to be predicted.The solution adopted in this paper stems from the interesting combination of MATLAB/Simulink™ toolboxes and PLECS™ for power electronics control system simulations, to ensure efficient simulations of thewhole system when considering non-linear behavior of power electronics and direct implementation of control A New Approach: Modeling, Simulation,Development and Implementation of a Commercial Grid-Connected TransformerlessPV InverterR. V. Dell’Aquila*, L. Balboni**, and R. Morici*** ALTRAN Italia, Via Alessandrini 26, Bologna (Italy ) ** SANTERNO, Strada Statale Selice 47, Imola (Italy )SPEEDAM 2010International Symposium on Power Electronics,Electrical Drives, Automation and Motionlaws [3]. When using this kind of software, the direct generation of real-time control algorithm is obtained with dSPACE/TargetLink™, thus obtaining easyimplementation on the controller boards.In section II, the simulative plant plus the control developed are explained, and simulative results are given. Section III is devoted to the description of the Hardware used.Finally, comparisons between the simulation results and the actual results to validate the suggested approach are presented in section IV.II. S IMULATION M ODEL O F T HE S INGLE -P HASET RANSFORMERLESS PV I NVERTERA. IntroductionThe power conversion topology adopted is given inFig. 1. D ue to the mismatch of the minimum PV fieldworking voltage and the minimum D C-link voltagerequired from D C/AC output stage feeding the grid, aninput DC/DC voltage boost converter is required.The simulated system is thus composed of thefollowing Hardware blocks:1) Photovoltaic cells.2) DC/DC Boost Converter.3) DC/AC Inverter.4) Grid.Four algorithms are designed to control the powergeneration:1) MPPT2) PLL3) Current Control 4) PWM modulationThe entire blocks schematization is illustrated in Fig.1. The following sections cover the description and implementation for each sub-block.B. PV Cell Modeling.The simplest equivalent circuit of a solar cell is acurrent source in parallel with a diode. The output of the current source is directly proportional to the light falling on the cell. The diode determines the I-V characteristics of the cell.For this research work, a model of moderate complexity was used [4]. The model included increasing sophistication, accuracy and complexity adding to themodel:- Temperature dependence of the diode saturationcurrent I 0.- Temperature dependence of the photo current I L .- Series resistance R S , which gives a more accurateshape between the maximum power point and the opencircuit voltage.- Allowing the diode quality factor n to become avariable parameter.The circuit diagram for the solar cell is shown inFigure 2.The equations describing the I-V characteristics of thecell are as follows:()()10−−=+nkT IR V q L S e I I I (1) ()()()1011T T K I I T L L −⋅+= (2) ()()()nom nom T SC T L G I G I .,11⋅= (3)()()()()1212T T I I K T SC T SC o −−= (4) ()()()11113100T T V q n T ge T I I −⋅−⋅⋅= (5) ()()()()111110−=⋅−T nk V q T SC T T OC e I I (6) V V S X dI dV R OC1−−= (7)()()11110T nk V q T V T OC enkT q I X ⋅⋅⋅= (8)All of the constants in the above equations can be determined by examining the manufacturer ratings of the PV array, and then the published or measured I-V curves of the array as described in table 1. As a typical example, the KYOCERA KC175GHT-2 (175W at MPP) array is used to illustrate and verify the model. The model parameters are given in Table 1 and can be found in the datasheet [5].The inclusion of a series resistance in the model makes the solution for current a recurrent equation (refer to eqn. 1).The iterative technique selected is the Newton-Raphson method which converges much more rapidly, and for both positive and negative currents [4].Fig. 2. The equivalent circuit schematic of the PV cell.Fig. 1. The diagram of the PV system blocks.A Matlab™ script which implements the equationsshown is used.Fig. 3 and Fig. 4 show the comparison between the C. Boost and MPPTFig. 5 illustrates the Power-V characteristic of the PVcells over the I-V one.For maximum energy exploitation it is reasonable towork at the Maximum Power Point (MPP).The simplest form of DC-DC boost converter based onsingle switch and input inductor is used thanks tosimplicity and good efficiency. This boost topology is capable of raising input voltageto the intermediate D C-link voltage, with the onlylimitation due to efficiency drop at very low voltage. The D C-D C boost converter allows extending thevoltage range from 350-600 V of the previous commercial version to 150-600 V of the new one. This solution also allows parallel-connection of multiple PV inputs, thus optimizing energy generation when working at different voltage point. The DC-DC boost converter (Fig. 7) has the following simplified input-output equation: ()out in in out V D V D V V ⋅−= −=111 (9)Where D is the duty cycle of the IGBT command and V out is the DC-link voltage regulated to be constant by the DC-link PI Voltage Control illustrated in paragraph F. SoD is the degree of freedom to change the work point ofthe PV cells [11].The Maximum Power Point Tracker (MPPT)algorithm selected is a simple Perturb and Observe (P&O) method [7]. It utilizes instantaneous voltage and current at PV panel output terminals in order to identify the direction for the maximum power point (MPP). Thetracking for the MPP is achieved by a feedback control of the average terminal voltage of the panel. The proper useof the instantaneous and the average values of the PVvoltage for the separate purposes enables quick transientresponse and good convergence with almost no ripples atthe same time [8].Fig. 7. DC-DC boost converter electrical schematic.Fig. 5. Typical Power-V characteristics of a PV cell.TABLE IPV CELL C ONSTANTS F ROM KYOCERA 175GHT-2 D ATA S HEET Symbol Quantity Valuen Diode quality factor 1.2 T 1First temperature value25° C V OC@T1 Open Circuit Voltage at T 1 temperature 29.2 V I SC@T1 Short Circuit Current at T 1 temperature 8.09 A T 2Second temperature value75° C V OC@T2 Open Circuit Voltage at T 2 temperature 23.646 V I SC@T2 Short Circuit Current at T 2 temperature 8.1905A dV/dIdV/dI of V-I characteristics graph on the Vopen circuit point where the current is equal to 0 at Temperature T1 and Irradiation G equal to 1-0.4167 V/A(a) (a)The power behavior changing the PV voltageoperating point is illustrated in Fig. 8 where 4 ideal points are identified.The P&O algorithm flow chart is given in Fig. 9.The discrete algorithm strategy is described as follows:()()()()()()()()()()()()()()()()c k D k D k dP k dU c k D k D k dP k dU c k D k D k dP k dU c k D k D k dP k dU +=+ ><+=+ <>−=+ <<−=+ >>10&0.410&0.310&0.210&0.1 (10)Where any number identifies the respective point in Fig. 9 and c is a constant parameter value which can be a tunable degree of freedom to reach the best performances. Many other MPPT methods were investigated and tested but for brevity only this method is reported [7]-[11]. D. Single-Phase PLL The frequency, the amplitude and the phase angle of the utility voltage represent basic information for grid-connected photovoltaic systems. Accurate and fast detection of the phase angle of the utility voltage is essential for generating the current reference signals. In a three-phase system, the utility-voltage information can easily be obtained using a utility-voltage vector, as the magnitude and angle of the voltage vector indicate the amplitude and angle of the utility voltage respectively. However, for a single-phase system, the utility-voltage information is much harder to obtain. Conventionally, the frequency and phase angle of a single-phase voltage are obtained by detecting the zero-cross point. Yet this method is unable to detect the utility-voltage information instantaneously and is very sensitive to noise.For this research work a novel digital Phase Locked Loop (PLL) algorithm for single-phase photovoltaic systems is used. The algorithm uses two virtual phase generators (Į-ȕ and d-q) and a phase controller to estimate the frequency, phase angle and amplitude [12].The two-phase generator block is divided in two sub-blocks.1. The Į-ȕ Orthogonal System Generator2. The Įȕ2dq transformation blockThe Į-ȕ orthogonal system generator is realized with a buffer delay of one quarter of the nominal grid frequency. The discrete implementation of the buffer has a fixed dimension:nom grid controlf f size buffer _4_⋅=(11) And it implements the following formula()¸¸¹·¨¨©§⋅−=nom grid g f t V t V _41β (12)Due to the fact that this method uses a constant delay in order to generate the quadrature signal of the gridvoltage, when the grid frequency experiences fluctuations, the single-phase PLL behavior will benegatively affected. When the grid frequency changes its value, the transport delay block is not able to modify its fixed value and the produced signal will not be in a quadrature with the input signal (V g ). This issue will generate errors in the grid voltage phase angle, frequency and amplitude measurement [13].Fig. 9. MPPT P&O method flow chart.Fig. 8. Power-Voltage characteristics and identfication of MPPT functioning points.Fig. 11. PLL Į-ȕ Orthogonal System Generator scheme.Fig. 10. PLL Algorithm control sheme.When the frequency changes its value from nominal, the constant delay will generate a phase shift error in the quadrature signal, so v q used for the phase controller is not convergent to zero when θθ=ˆ, where θˆ represents the estimated grid voltage angle provided by the PLL structure.In order to eliminate this drawback of the transport delay method, a small change in the Park transformation is done. The usual Park transformation:°¯°®⋅+⋅−=⋅+⋅=θθθθβαβαˆcos ˆsin ˆsin ˆcos v v v v v v q d (13)is correct with the substitution of θˆsin in the Park transformation, eqn. (13), with the quadrature signal of θˆcos using the same transport delay block as in case when v ȕ is created.()¸¸¹·¨¨©§⋅−−=nom grid correction f t t _41ˆcos ˆsin θθ (14) This allows an elimination of the phase shift error inthe quadrature signal, so v q used for the phase controlleris equal to zero when θθ=ˆ as verified in [12].The corrected Park transformation used is:°¯°®⋅+⋅−=⋅+⋅=θθθθβαβαˆcos ˆsin ˆsin ˆcos v v v v v v correction q correction d (15)E. DC Link, H-Bridge and LC FilterThis paragraph covers the hardware inverter description and implementation in PLECS™.The inverter is composed of three main hardware blocks.1) DC-Link : a bank of capacitors used to dump thepulsing single-phase power extracted from the PV cells and addressed to the grid.2) H-Bridge: composed of four IGBTs implementingthe DC/AC switching strategy.3) LC filter: composed of an inductance and acondenser used to filter the IGBTs switched current and voltage to achieve the best shape of the current injected to the grid.The hardware configuration implemented in PLECS is given in Fig. 12.By adding the capacitor Equivalent Resistance Series (ESR), the inductance losses, the thermal description and switching losses of the IGBTs, it is possible to evaluate the thermal losses and to find the better compromise between Total Harmonic D istortion (THD ) of the grid current injected and the efficiency of the inverter valuingthe thermal losses given by the switching frequency as reported in H paragraph. F. DC-link PI Voltage Control and PR+HC Current Control The core of the entire PV control system is representedby two controllers (Fig. 13): 1. DC-link Voltage control. 2. Grid Injected Current ControlThe D C-link Voltage control used is a ProportionalIntegral (PI). The input of the PI is the difference between the D C-link voltage set-point and the D C-link voltagesensed. The output of this control is the D C current set-point to be extracted from the DC-link; it is converted to the grid current set-point with the following formula: ()PLL grid gridlink DC link DC grid V V I I _**cos 2θ⋅⋅⋅=−− (16) DC-link voltage set-point can be adjusted to optimizethe system performances. It starts from the down limitimposed by the voltage grid and can be changedaccording to the MPPT voltage requested when this voltage is over the down limit; this is done to exclude the switching losses given by the DC-DC boost IGBT forcing the duty cycle (D ) to be equal to 0.The Grid Injected Current Control used is a Proportional Resonant plus Harmonic Compensator (PR+HC).The performances of the recently introduced PR controller in case of current control for a single phase grid connected inverter are superior to the PI controller, to known drawbacks including the presence of steady-state error in the stationary frame; since PR control is able to remove the phase error at the fundamental frequency of the grid [16]-[18].The basic functionality of the PR controller is to introduce an infinite gain at a selected resonant frequency for eliminating steady-state error at that frequency, and is therefore conceptually similar to an integrator whose infinite DC gain forces the DC steady-state error to zero. Thus the introduced flexibility of tuning the resonant frequency, attempts at using multiple PR controllers for selective Harmonic Compensation (HC).Fig. 13: PV Control System SchemeFig. 12: Inverter Hardware developed in PLECS.The PR controller transfer function can be expressed as: ()22gridr p s s k k s PR ω+⋅+=(17) The harmonic compensators transfer functions have similar form to: ()()22_grid th th HC k s s k s HC ω⋅+⋅= (18) where ,...7,5,3=th k , according to the selectedharmonics to be compensated [16].The above transfer functions need some adjustment forpractical implementation to obtain adjustable gain at theresonance frequency, an additional term has to be addedto it, called cut-off frequency off cut _ω. The modified form of the Resonant controller becomes()()2__22___2gridth off cut off cut offcut off cut th R k s s s k s R ωωωωω⋅++⋅++⋅⋅=(19) The control ()()()s HC s PR s C += is developedadding to the PR the HC compensators up to the 9thharmonics as shown in Fig. 14.Its discrete-time implementation, using the z operator, creates some difficulties. In order to avoid the error in the resonant frequency, it needs high-precision representation of its coefficients, especially at high sampling frequencies. Furthermore, the filter internal variables in the vicinity of the resonant frequency become very highand thereby in a case of a lowcost (16Bits Fixed Point) D SP its implementation needs special care as the implementation of the above mentioned second orderresonant filter using Delta operator [17].The D elta operator is defined in terms of the shiftoperator z as:1111−−−−Δ⋅=z z δ (20) where Δ is defined as the sampling period.It is implemented in MATLAB/Simulink™ as in Fig.15.The D elta operator based controller offers highperformance even with low precision representation of the filter coefficients.First of all the continuous resonant control becomes discrete using pre-warped bilinear (Tustin)transformation, after that Delta-operator resonantconversion is done, as follows:()()()()δδδωωR z R s R z z z T s ⎯⎯⎯→⎯⎯⎯⎯⎯⎯→⎯−−−+Δ⋅=+−⋅⋅=111111112tan (21)So it is easy to calculate the coefficient alpha and beta of the resonant control filter: ()2211022110−−−−++++=δαδααδβδββδR (22) G. PWMThe Pulse Width Modulation is a classical bipolar PWM, implemented in the commercial inverter by the micro-controller, with dead-time software compensation.H. SimulationsAll simulation results are based on the general simulation model presented on Fig.16.The filter and grid parameters listed in Table 2 have been used throughout the simulations. Simulations and parameter tuning were done to achieve the following performances in nominal conditions: 1) THD of the current injected into the grid up to the 40th grid harmonic less than 3%.Fig. 16. General simulation model with illustration refering to Fig. 1blocksFig. 14: Proportional Resonant plus Harmonic Compensator Control Scheme Fig. 15. Delta operator implemented in MATLAB/Simulink™.2) Global efficiency greater than 97%.3) Good behavior in any possible conditions.Steps 1 and 2 can be managed by tuning the L LC and C LC parameters and the inverter switching frequency tovalue the thermal losses and to find the better compromise between Total Harmonic D istortion (THD ) and the efficiency of the inverter valuing the thermal losses given by the switching components.Increasing the switching frequency is beneficial to the THD but produces more thermal losses; using a simulative plant it is possible and easy to find the best trade off; the simulative results are given.Also the parameters of the HC controller can help achieve the THD requirement.The third requirement is matched using differentpattern tests and tuning the parameters of the algorithms proposed in this section and to value the overall performances.Simulative results using parameters given in Table 2for grid current and THD calculated are given in Fig. 17. THD value is 1.82% and the alignment between the grid current and the grid voltage is practically perfect with a cos(phi) close to 1 and a Power Factor of 0.996. Global thermal losses with environmental temperature at 25° C are 94 W equal to 2.78% of the nominal Power so the global efficiency is 97.22%.III. HW D ESCRIPTIONThe hardware (HW) used for the testing version of the commercial transformerless inverter can be divided into two sub-groups: Power Management HW and Control Management HW.The Power Management HW is composed of electronic components as: capacitors, inductances, resistances and IGBTs. These HW components, aggregated as in Fig. 13, have values reported in Table 2.The Control Management HW is the intelligence core of the inverter system. It is composed by two micro-controllers TEXAS INSTRUMENTS™ (TMS320VC33) and FREESCALE™ (56F8346). These micro-controllersmanage the I/O acquisition and actuation, the inverter supervisory logic and the controls developed andexplained in Section 2. The C-code for the controls explained in Section II is auto-generated with dSPACE/TargeLink™ and integrated into the real-time inverter C-code. IV. RESULTS Previous testing results were done in the laboratories of SANTERNO ®, where the prototype version of the commercial transformerless inverter is connected to a PV cells simulator of 3000 W nominal power. The test results confirm the simulative ones with 10% accuracy, thus confirming the entire method applied. With the auto-generated code, the following results are obtained:• THD = 2.28%• Global Efficiency = 96.53%Based on these results, the Commercial version of the SANTERNO Sunway™ MX S 3000 TL (Fig.18) is released.Fig. 17. Grid current and THD value up to 41st harmonic.TABLE 2S IMULATIVE P ARAMETER V ALUESSymbol Description ValueT PV Temperature of PV Cells 25° C G Irradiation of PV Cells1 kW/m2 nNumber of PV cells in series composing a string10 m Number of parallel strings2P MPPMaximum Power delivered from the PV cells.3540W C PVBoost capacitance plus resistance series5.6 μF + 1 m ȍ L PVBoost inductance plus resistance series0.4 mH + 20 m ȍ C DCDC link capacitance plus resistance series2.2 mF + 12 m ȍ L LCInductance of the LC filter plus resistance series2 mH + 27 m ȍ C LCCapacitance of the LC filter plus resistance series11.2 μF + 70 m ȍ Freq Inverter switching frequency10 kHz V GridGrid RMS voltage 220 V RMS f Grid Grid frequency 50 HzZ Grid Grid impedance 0.01 ȍ+ 0.002m H IGBT Thermal DescriptionTable 3 contains SANTERNO Sunway™ MXS 3000 TL datasheet data [19].V. C ONCLUSIONSThis work emphasizes the validity of CAE tools used for the development of a Commercial Grid-connected Transformerless PV Inverter. The relevance of these methods allows SANTERNO® R&D team to optimize the time to market of a new product, dimensioning the apparatus an testing it in simulation.After that, a relative simple and quick validation of the prototype is needed. Testing confirms the simulative results and the prototype can be released for mass-production.Future applications will be testing the same product but with a cost saving fixed-point HW architecture and will extend this method to the whole product range.R EFERENCES[1]Kerekes, T. Teodorescu, R. Borup, U. , “TransformerlessPhotovoltaic Inverters Connected to the Grid” , Applied Power Electronics Conference, APEC 2007 - Twenty Second Annual IEEE, pp. 1733-1737, Feb. 25-Mar. 1 2007, Anaheim, CA, USA. [2]Kerekes, T. Teodorescu, R. Liserre, M., “Common modevoltage in case of transformerless PV inverters connected to the grid”, Industrial Electronics, 2008. ISIE 2008. IEEE International Symposium, pag 2390-2395, Jun. 30-Jul. 2 2008, Cambridge. [3]Ciobotaru, M. Kerekes, T. Teodorescu, R. Bouscayrol, A.,“PV inverter simulation using MATLAB/Simulink graphical environment and PLECS blockset”, IEEE Industrial Electronics, IECON 2006 - 32nd Annual Conference, pag: 5313-5318, 6-10 Nov. 2006, Paris. [4]G. Walker, “Evaluating MPPT Converter Topologies Using aMatlab PV Model”, Journal of Electrical & ElectronicsEngineering, Volume 21 Issue 1 (2001), Australia[5]Technical description of photovoltaic module KYOCERA KC175GHT-2,http://www.kyocerasolar.eu/index/products/download/Italian.-cps-25714-files-54137-file.cpsdownload.tmp/KC175GHT-2_Ital_June%202007.pdf, June 2007.[6]Milosevic, M. Andersson, G. 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单相光伏并网逆变器的控制算法
＜电气开关） ２ １ ． ｏ １ （０ ２ Ｎ ． ）
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７１
文 章编 号 ：０ ４— ８ Ｘ（０ ２ Ｏ ０ ７ 一ｏ １ ０ ２ ９ ２ １ ） １— ０ １ ３
单相光伏并网逆变器的控制算法
封淑亭 郭迎辉 ，
（ ．石 家庄供 电公 司， １ 河北
摘
石 家庄 ０ ０ ５ ；．保定供 电公 司， ５ ０ １２ 河北
月 ， 家发改委发布了光伏上 网的电价 ， 国 长远来看， 光 伏标 杆 上 网电价 出 台 ， 光伏产 业有 望大增 长 ， 来数年 未 国内光伏行业都会呈现一个 良性的增长， 当然光伏电 价也会逐步走低¨ 。 光伏逆变器是连接光伏系统和 电网的核心部件 ，
５Ｈ ） ０ ｚ 。并网电流为电感电流 ｉ：
＝
Ｒ
． ．． ．． ．
Ｌ ∈
一
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Ｊ
．
图 １ 单 相 并 网 逆 变器 主 电路 图
２ 单相光伏逆 变系统 拓扑结构及控制策略
为讨论方便 ， 本文讨论 的光伏并 网逆变器控制策
略不涉及有关 Ｍ Ｐ Ｐ Ｔ的控制 ， 而只研究其 中并 网逆变
并网控制策略的基本原理可 以分为两类 ， 间接电 流控制和直接电流控制。间接电流控制实际上是通过
滤波器 的设计 困难 。
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第5章单相并网逆变器后级的DC- AC部分，采用单相全桥逆变电路，将前级 DC- DC输出的400V 直流电转换成220V/50Hz 正弦交流电，完成逆变向电网输送功率。
光伏并网逆变器实现并网运行必须满足要求：输出电压与电网电压同频同相同幅值，输出电流与电网电压同频同相（单位功率因数），而且其输出还应满足电网的电能质量要求，这些都依赖于逆变器的有效并网控制策略。
光伏并网逆变器拓扑结构按逆变器主电路的拓扑结构分类，主要有推挽逆变器、半桥逆变器和全桥逆变器。
5.1.1推挽式逆变电路推挽式逆变电路由两只共负极的功率开关元件和一个原边带有中心抽头的升压变压器组成。
它结构简单，两个功率管可共同驱动，两个开关元件的驱动电路具有公共地，这将简化驱动电路的设计。
U图5-1 推挽式逆变器电路拓扑推挽式电路的主要缺点是很难防止输出变压器的直流饱和，另外和单电压极性切换的全桥逆变电路相比，它对开关器件的耐压值也高出一倍。
因此适合应用于直流母线电压较低的场合。
此外，变压器的利用率较低，驱动感性负载困难。
推挽式逆变器拓扑结构如图5-1 所示。
5.1.2半桥式逆变电路}半桥式逆变电路使用的功率开关器件较少，电路结构较为简单，但主电路的交流输出电压幅值仅为输入电压的一半，所以在同等容量条件下，其功率开关的额定电流要大于全桥逆变电路中功率元件额定电流，数值为全桥电路的2 倍。
由于分压电容的作用，该电路具有较强的抗电压输出不平衡能力，同时由于半桥式逆变电路控制较为简单，且使用元件少、成本低，因此在小功率等级的逆变电源中常被采用。
其主要缺点是直流侧电压利用率低，在同样的开关频率下电网电流的谐波较大。
图5-2 半桥式逆变器电路拓扑5.1.3全桥式逆变电路全桥逆变电路可以认为是由2 个半桥逆变电路组成的，在单相电压型逆变电路中是应用最多的电路，主要用于大容量场合。
在相同的直流输入电压下，全桥逆变电路的最大输出电压是半桥式逆变电路的2 倍。
这意味着输出功率相同时，全桥逆变器的输出电流和通过开关元件的电流均为半桥式逆变电路的一半。
本文采用的是单相全桥式逆变器，其拓扑结构如图5-3 所示，它结构简单且易于控制，在大功率场合中广为应用，可以减少所需并联的元件数。
其不足是要求较高的直流侧电压值。
图5-3 单相全桥逆变器电路拓扑光伏并网逆变器的控制光伏并网逆变器按控制方式分类，可分为电压源电压控制、电压源电流控制、电流源电压控制和电流源电流控制四种方法。
以电流源为输入的逆变器，其直流侧需要串联大电感提供稳定的直流电流输入，但由于此大电感往往会导致系统动态响应差，因此当前大部分并网逆变器均采用以电压源输入为主的方式，即电压型逆变器。
采用电压型逆变主电路，可以实现有源滤波和无功补偿的控制，在实际中已经得到了广泛的研究和应用，同时可以有效地进行光伏发电、提高供电质量、减少功率损耗，而且可以节省相应设备的投资。
\市电系统可视为容量无穷大的定值交流电压源，如果光伏并网逆变器的输出采用电压控制，则实际上就是一个电压源与电压源并联运行的系统，这种情况下要保证系统的稳定运行，就必须采用锁相控制技术以实现与市电同步，在稳定运行的基础上，可通过调整逆变器输出电压的大小及相移控制系统的有功输出与无功输出。
但由于锁相回路的响应较慢、逆变器输出电压值不易精确控制，可能出现环流等问题，如果不采取特殊措施，一般来说同样功率等级的电压源并联运行方式不易获得优异性能。
如果逆变器的输出采用电流控制，则只需控制逆变器的输出电流以跟踪市电电压，即可达到并联运行的目的。
由于其控制方法相对简单，因此使用比较广泛。
综上所述，本文设计的光伏并网逆变器采用电压源输入、电流源输出的控制方式。
5.2.1正弦波脉宽调制技术PWM(Pulse Width Modulation)控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术。
即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需波形。
PWM控制技术在逆变电路中的应用最为广泛，对逆变电路的影响也最为深刻。
现在大量应用的逆变电路中，绝大部分都是PWM型逆变电路，可以说PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才发展得比较成熟，才确定了他在电力电子技术中的重要地位。
在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。
冲量即窄脉冲的面积。
这里所说的效果基本相同，是指环节的输出波形基本相同。
如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。
这也是PWM技术的理论基础。
图5-4 双极性PWM控制原理图当正弦基波电压的瞬时绝对值大于三角波电压值时，逆变器开关元件导通，反之开关元件截止。
与双极性控制方式相比，单极性控制从输出电压波形上看，其通断频率等效地增加了一倍，而电压跳动量减小了一倍。
该电压波形用傅立叶级数展开时不包含偶次谐波，在输出电压的频率谱上，最低次谐波以两倍于开关频率（即三角波频率）的频率出现，使得谐波含量比起双极性来要小。
因单极性控制优点突出，所以运用范围广泛。
正弦波脉宽调制控制方法的特点是，开关元件的开关频率等于三角载波的频率；输出波形中含有谐波频率固定，滤波器设计简单；软件实现相对复杂，电流响应相对于瞬时值比较方式较慢。
》5.2.2逆变器控制方案逆变电路采用了通用的全桥逆变电路，可以在较大输入电压范围内工作。
在这一级将前级送来的直流电能通过SPWM调制成与电网电压同频同相的交流电流形式送入电网。
在该逆变环节，输入侧采用电压方式，而输出控制上，由于电网电压可视为无穷大的定值交流电压源，如果光伏并网逆变器的输出采用电压控制，实际上就是一个电压源与电压源并联，这样有可能出现环流等问题。
而采用电流控制方式，一则只要控制逆变器的输出电流跟踪电网电压，控制方式比较容易操作。
由于电网可以被看作功率为无穷大的电压源，因此，宜采用电流源型的逆变装置进行并网发电。
由于流过电感 L 上的电流不能突变，可以采用电流反馈闭环控制的方法来调节电流。
将并网电流的正弦波给定值与实际并网电流相比较，误差信号经过控制器处理后，产生相应的SPWM 信号，控制功率器件的开通与关断，从而使逆变器输出电流与电网正弦波电压同频同相。
本设计中采用直接电流控制。
根据直接电流控制的概念，对于并网型逆变器来说为了获得与电网电压同步的给定正弦电流波形，通常用电网电压信号乘以电流有功给定，产生正弦参考电流波形，然后使其输出电流跟踪这一指令电流。
具有控制电路相对简单、对系统参数的依赖性低、系统动态响应速度快等优点。
图5-5是并网系统的电流控制框图。
图中'0i 为电流给定信号，0i 是实际的并网电流，)(S G IC 是电流控制环节,)(S G INV 是逆变环节，)(S G T 是滤波环节。
在图5-5中，取并网电流0i 为状态变量，则有)()()(0S G U U S I T grid INV -= （5-1）i i￥图5-5 电流控制框图设计采用L 滤波，滤波环节传递函数可以写成：Lss G T 1)(= （5-2） 则上式（5-1）可写成：()grid INV U U Lss I -=1)(0 （5-3）i 0i图5-6 电流控制框图则有Lss T s W s oi )12(1)(+= （5-4）设。
()s s K s W i i pi pi ττ1)(+= （5-5）为强调系统的跟随性能，使并网电流能够较好的跟随并网电压，将系统校正为典型 型系统按照跟随性和抗扰性都较好的原则，取h=5则4510510525--⨯=⨯⨯⨯=∑=n n hT σ 加入校正环节系统的开环传递函数为：()()()LSS T S S K S W S i i pi pi 1211+⨯+=ττ （5-6） 则系统的开环增益为： 1083221025252151025104.5321---⨯⨯⨯+=⨯⨯⨯⇒+=pi i piK T h h L K τ 解得34.6=pi K 逆变器主要参数设计.5.3.1滤波电感的选择交流侧滤波电感的大小一方面对输入电流的开关纹波有影响，另一方面也影响实际电流的跟踪速度，所以此系数的选择直接影响系统的工作性能。
直流侧电压选定后，交流侧电感设计，对电源电流波形有很大影响。
交流侧的电感的作用在于：1)有效的抑制了输出电流的过分波动；2)滤波作用，将开关动作所产生的高频电流成分滤除；3)由于输出电感的存在，输出电流s i 以的基波分量1N i 在其上产生一个电压降，1N f i L J ω，这样，变换器的输出电压0U 的基波01U ，和电网电压N U 之间将产生一个位移量Φ，通过PWM 控制开关管使变换器的输出电压代满足矢量关系，这样在理论上可以实现输出电流与电网电压同频同相，功率因数为1。
因此对电感值的选取，应从两个方面考虑：1)电流的纹波系数，2)逆变器输出电压的矢量关系。
输出滤波电感的值直接影响着输出纹波电流的大小。
由电感的基本伏安特性可得：dt L t U i onT FL ⎰=∆0)( （5-7） 其中)(t U L 为电感两端电压，考虑到当输出电压处于峰值附近时，即nma U U =0时，电感电流的纹波最大，设开关管的开关周期为T ，占空比为D ，则：f n L U i max =∆ （5-8） ？根据电感稳定工作时伏秒平衡原理可得：T D U U DT U n dc n )1)((max max --= （5-9）式中dc U 为前级DC-DC 变换输出电压。
dcn dc n f IU T U U U L ∆-=)(max max （5-10） 本设计中，V U n 3112202max =⨯=，A I n 15=，V U dc 400=，开关管的工作频率为10KHz ，取电流的纹波系数15.0=i r 代入上式可求得：()mH L f 1.340015.015101.0311*******=⨯⨯⨯⨯-⨯=- 为保证电感电流实际纹波n i I r i ≤∆，则电感选取mH L f 1.3≥由逆变器输出电压矢量关系...0n n f U I L j U +=ω （5-11） 由上式可知，其幅值满足：】()2220n f n I L U U ω+= （5-12） 根据正弦调制理论可知：dc U U α=0 （5-13）式中调制比-α，1≤α。
将（5-9）代入（5-10）得：()222n f n dc I L U U ω+≥ 整理得到：n n dc f I U U L ω22-≤（5-14）代入计算得：mH L f 4.53≤综上，滤波电感的取值范围为：mH L mH f 4.531.3≤≤。
在实际设计过程中，由于电感的体积、成本等因素的影响，一般只需考虑电感的下限值，即稍大于下限值即可。