分享一个反激变压器Ap算法改进版
UC3842反激式变压器设计软件(最实用)
Pout cm4 Ls Lp Np
Ns
Na Iprms Isrms S Dn Ds Da
其他不动
52.28 41.82 0.2940 113.1 279 31 19 5 0.79 1.12 0.21 0.36 0.42 0.25
2.各种磁芯参数表
开关电源设计资料\磁芯参数.pdf
3.铜线的选取
初级铜线股数
预设效率
磁芯有效面积 mБайду номын сангаас2
铜线电流密度 A/mm2
Ae
J
磁感应强度 T
BW
387 0.45 100 68 0.615 18 0.4 0.8 118 8 0.15
浅绿色格必填
输出功率 W AP 次级电感 Uh 初级电感 UH 初级匝数 T 次级匝数 T 辅绕组匝数 T 初级峰值电流 A 次级峰值电流 A 趋肤深度 mm 初级线径 mm 次级线径 mm 辅助线径 mm
每股铜线直径为电流的趋肤深度 4
次级铜线股数
3
初级铜线股数
股按照线径0.1MM来计算，结果如下；
次级铜线股数
13
18
UC3842驱动芯片的震荡频率计算 4脚的R,C取值 R kΩ C nf F khz 15 1 115
反激式开关电源变压器设计公式，AP法 开关电源设计资料\反激式开关电源变压器设计(1).ppt
反激式开关电源变压器设计 AP法设计
编辑/设计人：唐地勇
输入电压 VDC 最大占空比 开关频率 KHZ 输出电压 VDC 输出电流 A 辅助电压 VDC 辅助电流 A
MIN MAX Dmax Fsw Vout Iout Va Ia
日期：2012.8.30 QQ：365692161 输入功率 W 120 Pin
反激变换器AP法公式推导(提供excel自动运算)
（功率等于电压和平均电流之积） （DCM 工作必要条件） （由 1 得） （由 1 得） （感应电压等于磁通链变化率） （电流三角波有效值为峰值的
������1 3
3、������������ 1 =2������������������������ /������������������ ������1 4、������������ 2 =n������������ 1 5、������1 =������������������ ������1 /������������ ������������ ������������������������ 6、������1 =
( ������1 +
������������������ ������1 ������ ������������� 3������ ������������ ������ ������ ������������������������
( ������1 + ������2 )≤
（初级匝数仅受最大输出功率影响） （由 6 可知，VIN 最小时 S1 最大）
=
������������������������������ ������o
������1
（由 15 可知， ������2 仅与������������������������ 、n 有关） （同 9 式） （同 10 式） （由 11 式可推出） （开气隙高度由 12 式可推出） （同 13 式） （由 14 式可推出）
4 ������������������������ 6������ ������������ ������ ������ ������������������������
12V2.5A基于UC3843断续反激开关电源变压器设计AP法
基于UC3843 断续反激开关电源变压器设计AP 法2012年6月27日磁材：PQ2020≔622≔45.7≔27902≔65.82≔=⋅0.4084其它元器件参数：次级二极管压降≔0.8辅助绕组二极管压降≔0.7IC 工作电压≔13频率电阻、电容≔10≔2200≔=―――1.68⋅76.364开关电容基本规格最小输入电压≔75≔=−⋅‾‾21096.066最大输入电压≔270≔=⋅‾‾2381.838输入电压频率50输出电压≔12输出最大电流≔2.5效率≔%81输出最大功率≔=⋅30输入最大功率≔=―――37.037开关频率≔=76.364≔=――113.095≔0.45反激变压器中为了避免震荡，最大占空比一般小于0.5。
二、计算过程：1.1 计算开关电源需要的面积乘积值AP●变压器的设计原则及方法设计变压器主要有很两种方法：面积积AP 法AP ：磁芯截面积Ae 与线圈有效窗口面积Aw 的乘积。
PT-变压器的计算功率Ae-磁芯有效截面积Aw-磁芯窗口面积Ko-磁芯窗口利用系数，典型值为0.4Kf-波形系数，方波为4，正弦波为4.44Bw-磁芯的工作磁感强度Fs-开关工作频率Kj-电流密度系数，取395A/cm2X-磁芯结构系数，P107表3-8按照功率变压器的设计方法，用面积积AP 法设计变压器的一般步骤：1 .选择磁芯材料，计算变压器的视在功率；2. 确定磁芯截面尺寸AP ，根据AP 值选择磁芯尺寸；3. 计算原副边电感量及匝数；4. 计算空气隙的长度；5. 根据电流密度和原副边有效值电流求线径；6. 求铜损和铁损是否满足要求（比如：允许损耗和温升）为了防止磁芯的瞬间出现饱和，预留一定裕量，取Bm= ΔBmax*0.6=0.198T 取0.2T ≔0.2电流密度≔395――2窗口填充系数≔0.3变压器视在功率PT ：对于反激拓扑来说≔=+67.037计算AP ≔=――――――⋅⋅⋅0.374反为了适应突变的负载电流，把电源设计在临界模式：临界电流I0B=0.8×I0≔=⋅0.82三. 计算原、副边电感量及匝数,为了保证一直工作在非连续模式下，需要留一个0.1~0.2T 的死区时间1、匝比≔=⎛⎜⎝――――――――⋅⋅⎛⎝+⎞⎠⎛⎝−1⎞⎠⎞⎟⎠ 6.1412、次级峰值电流≔=――――⋅2⎛⎝−1⎞⎠7.2733、次级电感Ls≔=――――――――⋅⎛⎝+⎞⎠⎛⎝−1⎞⎠⋅12.6764、初级电感≔=⋅2477.978原、副边峰值电流5、计算连续模式时的副边峰值电流≔=+――――⎛⎝−1⎞⎠――28.1826、计算连续模式时的初级峰值电流≔=――1.3327、初级匝数≔=⎛⎜⎝―――⋅⋅⎞⎟⎠528、次级匝数≔=⎛⎜⎝――⎞⎟⎠99、辅助绕组匝数≔=⎛⎜⎝―――――⋅⎛⎝+⎞⎠⎛⎝+⎞⎠⎞⎟⎠10四、气隙计算：为了避免磁芯饱和，在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下：≔=――――⋅⋅20.441五、原、副边及辅助绕组的线径有两种方法：1、求裸线面积；2、求导线直径（J 电流密度取4A/mm2)10、原边有效电流≔=―――0.38611、原边线径大小：≔=⋅1.13‾‾‾‾‾――0.353用1根直径为0.4mm 的线并绕。
AP法设计开关变压器
AP法设计开关变压器AP 法(即面积乘积法)被推荐为选择磁心的一种有效方法，AP 法原本是针对传统的工频正弦波铁心变压器而提出的，本文利用AP 法设计开关变压器。
推挽逆变的问题分析能量回馈，主电路导通期间，原边电流随时间而增加，导通时间由驱动电路决定。
图1 推挽逆变能量回馈等效电路图1(a)为S1 导通、S2 关断时的等效电路，图中箭头为电流流向，从电源UI 正极流出，经过S1 流入电源UI 负极，即地，此时FWD1 不导通;当S1 关断时，S2 未导通之前，由于原边能量的储存和漏电感的原因，S1 的端电压将升高，并通过变压器耦合使得S2 的端电压下降，此时与S2 并联的能量恢复二极管FWD2 还未导通，电路中并没有电流流过，直到在变压器原边绕组上产生上正下负的感生电压。
如图1(b);FWD2 导通，把反激能量反馈到电源中去，如图1(c)，箭头指向为能量回馈的方向。
各点波形分析当某一PWN 信号的下降沿来临时，其控制的开关元件关断，由于原边能量的储存和漏电感的原因，漏极产生冲击电压，大于2UI，因为加入了RC 缓冲电路，使其最终稳定在2UI 附近。
图2当S1 的PWN 信号下降沿来临，S1 关断，漏极产生较高的冲击电压，并使得与S2 并联的反馈能量二极管FWD2 导通，形成能量回馈回路，此时S2 漏极产生较高的冲击电流，见图2。
图3 推挽DC-DC 变换器主电路原理设计图3 为简化后的主电路。
输入24V 直流电压，经过大电容滤波后，接到推挽变压器原边的中间抽头。
变压器原边另外两个抽头分别接两个全控型开关器件IGBT，并在此之间加入RC 吸收电路，构成推挽逆变电路。
推挽变压器输出端经全桥整流，大电容滤波得到220V 直流电压。
并通过分压支路得到反馈电压信号UOUT。
以CA3524 芯片为核心，构成控制电路。
通过调节6、7 管脚间的电阻和电容值来调节全控型开关器件的开关频率。
12、13 管脚输出PWM 脉冲信号，并通过驱动电路，分别交替控制两个全控型开关器件。
变压器AP计算
变压器AP 法计算本文主要是对变压器设计时的AP 法加以推导，以便于加深对变压器设计的理解，同时能方便的确定在一定功率等级下，铁氧体磁芯是否能够满足该功率等级。
1、 DCM 模式（适用单端反激与单端正激）设输入电压最小值为：min in V （V ）输出功率为：o P (W)效率为：η最大占空比：max D电流密度：J (2A m ) 备注：电流密度在无风的情况下一般可以取23~8A m 磁芯面积：e A (2m )所需要窗体面积：p A (2m )窗体利用系数：k μ 备注：窗口利用系数一般可以取0.2~0.4由于min max 12o in p P V I D η= （1.1） 由（1）可以得出：min max 2o p in P I V D η= （1.2） 由电磁感应原理知道：min max in p e p e dB dB V N A N A dt D T== （1.3） 将（3）带入（2）得到：min max 22o o p in P e P P I V D N A dBf ηη== （1.4） 原边电流有效值为：RMS I I = （1.5） 单匝线圈所占用的面积为：RMS l I A J= （1.6） 设定原边所占窗体面积与副边所占窗体面积相等，则：12P l P N A A K μ= (1.7) 由212P l P l P P N A N A A K A K μμ=⇒= （1.8） 将（1.4）（1.5）（1.6）带入（1.8）得到：p e A A = (1.9) 磁芯的w e A A 值只要大于计算出来的p e A A 值即可以满足条件。
2、 CCM 模式（适用单端反激与单端正激） 设输入电压最小值为：min in V （V ） 输出功率为：o P (W)效率为：η最大占空比：max D电流密度：J (2A m ) 磁芯面积：e A (2m )所需要窗体面积：p A (2m )窗体利用系数：k μ min max o in FPT P V I D η= （2.1） min max o FPT in P I V D η⇒= （2.2） 由于对于平顶波有：rms FPT I I = （2.3） 单匝线圈所占用的面积为：rms l I A J= （2.4） 设定原边所占窗体面积与副边所占窗体面积相等，则： 12P l P N A A K μ=(2.5) 由212P l P l P P N A N A A K A K μμ=⇒= （2.6）将式（2.2）（2.3）（2.4）带入（2.6）得到：A A=p eu。
AP法设计变压器
已知输入项
推挽、全波
所选拓扑与全半波整流方式（决定PT的计算方法，图2）
变压器原边输入电压Vp（V）28变压器副边输出电压Vs（V）(Vs=V0+Vd，Vd常为0.6）18.6变压器副边输出电流Is（A）5变压器效率η98%开关工作频率fs(HZ)40000工作时的磁通密度Bw（T）0.3波形系数Kf（正弦波4.44；方波4.0）4窗口利用因数K0（常取0.4）0.4磁芯材质与结构（C型？）（决定以下参数,图1）镍锌铁氧体C型允许温升（℃）（自行决定，例如25℃，50℃等）25电流密度比例系数Kj（据磁芯结构和温升查表）323常量X（据磁芯结构和温升查表）-0.14
图 1
图 2
AP法设计变压器变压器视在功率PT (VA)265.7278磁芯面积乘积AP （AP=Aw*Ae）0.41059每匝长度MLT （cm） 3.9初级线圈匝数Np (匝）17磁芯有效面积Ae （cm2）0.36电流密度J （A/cm2)365.8688磁芯窗口面积Aw （cm2） 1.41初级侧电流Ip （A） 3.389213磁芯重量Wt （KG）0.02原边线径Dp （cm）0.108603磁芯有效磁路长度Le (cm) 2.5副边绕组匝数Ns （匝）
12副边线径Ds （cm）0.13191计算输出项计算后查表项据计算值E3(AP )的值可以查得如下数据：（表5.9）有中心抽头的变压器，计算线径时Ip需要乘以0.707的修正因子。
AP算法系列之一-----电源变压器
当然本人公布的这些公式也不能说100%与实际毫无偏差.电子变压器体积大小的确定受功率、温升、效率、电流密度等值的制约,不同的工作条件可能会产生不同实际效果,而理论假设的值并不可能是实际的工作值,所以误差再说所难免.我们所要做的就是尽可能接近事实.好的,闲话少说,言归正传.请看
AP算法系列之一----电源变压器(AC电感器)
计算举例:
一个输出功率6W的小型变压器,根据公式计算如下:
设变压器效率为0.8,Bm取1.4,Ku为0.4,允许温升50度Kj取534,工频50HZ
AP=((6/0.8+6)*10000/2.22*1.4*50*0.4*534)^1.14
=(135000/33193)^1.14
=4.95 cm^4
根据资料EI-41 Wa:1.68cm^2 舌宽:1.3cm
Ae=Ap/Wa=4.95/1.68=2.95cm^2
叠厚=Ae/舌宽=2.95/1.3=2.26cm
这样就计算出,一个6W输出的变压器,允许最高温升50度的条件下采用EI-41*22的型号就可以了.
对比电源变压器设计经常使用的Ae=1.2SQRT(P)计算叠厚2.26cm一致.。
AP法设计变压器
AP法设计变压器AP法（Amplitude-phase法）是一种常用的变压器设计方法，它基于矩形脉冲信号的频率响应特性进行设计。
在设计过程中，我们首先确定变压器的参数和性能要求，然后根据AP法的步骤进行设计。
一、参数确定在设计变压器之前，需要明确以下参数和性能要求：1.输入电压和输出电压：根据电路需求确定变压器的输入电压和输出电压。
2.输入电流和输出电流：确定输入电流和输出电流的大小。
3.使用频率范围：确定变压器要在哪个频率范围内使用。
4.磁芯材料和形状：选择合适的磁芯材料和形状以满足设计要求。
5.损耗和效率：确定变压器的损耗和效率要求。
二、AP法设计步骤1.确定输出电压的幅度响应根据给定的输出电压和频率范围，计算出输出电压的幅度响应。
可以使用AP法的幅度响应公式来计算：Hf=，Vo/Vi，（Vo为输出电压的幅度，Vi为输入电压的幅度）2.确定输出电压的相位响应根据给定的输出电压和频率范围，计算出输出电压的相位响应。
可以使用AP法的相位响应公式来计算：φf=θo-θi（θo为输出电压的相位角，θi为输入电压的相位角）3.计算变压器的幅度响应根据所选的磁芯材料和形状，使用磁芯的磁通密度与磁场强度的关系计算变压器的幅度响应。
可以使用磁芯的B-H曲线和磁场强度方程来计算变压器的幅度响应。
4.计算变压器的相位响应根据所选的磁芯材料和形状，使用磁芯的磁通密度与磁场强度的关系计算变压器的相位响应。
可以使用磁芯的B-H曲线和磁场强度方程来计算变压器的相位响应。
5.确定变压器的设计参数根据计算得到的幅度响应和相位响应，确定变压器的设计参数，包括匝数、铁耗和铜耗。
6.进一步优化设计根据设计要求，进一步优化变压器的设计参数。
可以修改磁芯材料或形状，或者调整变压器的匝数等参数来满足设计要求。
三、设计实例下面是一个简单的变压器设计实例，以说明AP法的应用。
假设我们要设计一个输入电压为12V，输出电压为24V的变压器，使用频率范围为50Hz-60Hz。
反激变压器计算(郑洲)
反激变压器计算公式作者：）作者：郑洲大致步骤）（大致步骤1：选择磁芯AP法A w A e≥(Pt*10^4）/（2∆B*F*J*Ku）其中:A w为磁芯窗口面积，单位为cm2：A e：为磁芯截面积，单位为cm2Pt：变压器传递功率（Pt=Po/η+Po）∆B为磁芯工作磁感应强度，单位为T（0.2-0.25）F：工作平率HZJ：电流密度（自冷取4--6，风冷取6--10）Ku：窗口的铜填充系数（一般取0.2--0.5）上述右边计算出来的数据必须小于坐边的数据。
一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。
2：计算初级圈数Np=[（Vin min*Ton）/（Ae*∆B）]*1000Ton=Dmax/f其中：Vin min：输入直流最小电压VTon：开关管最大导通时间秒m例如：50K频率，最大占空比0.45。
那么Ton=0.009mDmax：最大占空比反激建议选取0.45f：开关频率KHZ例如：50KHZAe：磁芯横截面积mm²∆B：最大磁感应强度T一般取0.2--0.25Np：初级绕组圈数3：计算初级峰值电流Ipk=（2*Po）/（Vin min*Dmax*η)其中：Ipk：峰值电流APo：输出功率Wη:效率例如：0.84：计算初级电感量Lp=(Vin min*Ton)/Ipk其中：Lp：初级电感量mH5:计算变压器匝数比n=(Vin min*Dmax)/[V out*(1-Dmax)]其中：n：匝数比V out：输出电压6：计算次级绕组圈数Ns=Np/n其中:Ns:次级绕组圈数7：其他辅助电源绕组输出主绕组电压除以输出主绕组圈数等于每圈电压。
辅助电源电压除以每圈电压等于辅助电源圈数再加18:验证∆B=[（Lp*Ipk）/（Ae*Np）]*1000其中：Lp：初级电感量mHIpk：初级峰值电流AAe：磁芯横截面积mm²Np：初级圈数得出参数应该等于或接近开始计算时选取的磁感应强度，大于0.3即参数设计不合理。
Ap算法(改进版02)
分享一个反激变压器Ap算法（改进版02）在设计反激变压器时经常会采用Ap法来选择磁芯，然而常见的Ap法公式算出的结果并不准确（普遍偏小）通常还要结合经验法。
从原理讲Ap法并无不妥，造成偏差的原因就在于波形系数设置的不正确，下面将用公式逐一的推出和验证反激变压器的正确的波形系数。
变压器主要是由磁芯和导线绕组构成，正常工作的变压器要同时满足磁芯不饱和导线不过流的要求，Ap法正是基于这个原理设置了一个最大的Bm和Jm 计算出最小的Ae和Aw(Ae磁芯截面积、Aw窗口面积)，单位是面积乘积。
这里的波形系数也是由两部分组成的（内部有关联）一个是从磁的角度一个从电的角度。
从磁的角度由法拉第电磁感应开始公式(1-1)公式后面的跟所选取的单位有关，常数Kf在正弦波工作时选取4.44，方波时取4，对于正弦波或方波默认的占空比为0.5。
对于反激变压器作用在磁芯上的只有正半周的占空比为0.5的方波（脉冲矩形波），公式(1-1)中的Bm1=Bm/2(Bm表示峰峰值)，将公式变换一下得公式(1-2)等式前面的0.5表占空比，后面的表峰值，公式再变换得公式(1-3)从公式（1-3）可以看出对于反击变压器这种脉冲矩形波，波形系数中是没有4.44或1.11的。
公式（1-3）属临界状态方程更准确的表达式如下式（）公式(1-4)法拉第电磁感应只跟变化的磁通有关，在临界模式刚好变化的磁通=峰值磁通既。
连续模式下的磁通先参看下图图1-1 电流波形系数定义电和磁是紧密关联的，有电就有磁有磁既有电（这里的电指“净”电，对于正激变压器“净电”=输入电流-输出电流），通过观察电流的情况既可得知磁通的变化情况。
通过图1-1可知变化的电流，则可推出变化的磁通（），将代入公式（1-4）公式(1-5)公式(1-5)中的1-k既为磁的波形系数，对于临界和断续模式k=0。
从电的角度考虑的是导线损耗和发热，对于磁关注的是最大磁通密度Bm，对于电关注的是有效电流值，导线的峰值电流并不是主要问题。
反激变压器的详细公式的计算
反激变压器的详细公式的计算反激变压器（即自耦变压器）是一种常见的电力传输设备，用于变换交流电压和电流。
它由一个共享磁场的原/辅助线圈组成，通过互感作用将电能从原线圈传递到辅助线圈。
在本文中，我们将详细介绍反激变压器的计算公式。
反激变压器的核心参数是变比n和耦合系数k。
变比n定义了原线圈和辅助线圈之间的匝数比，它是辅助线圈匝数与原线圈匝数的比值。
耦合系数k定义了原线圈和辅助线圈之间的耦合程度，它可以是0到1之间的任何实数。
当k=1时，变压器的耦合最好，当k=0时，变压器的耦合最差。
以下是反激变压器的详细计算公式：1.辅助线圈的电压（Va）和原线圈的电压（Vp）之间的关系：Va=n*Vp其中，Va是辅助线圈的电压，Vp是原线圈的电压，n是变比。
2.辅助线圈的电流（Ia）和原线圈的电流（Ip）之间的关系：Ia=(1-k)*Ip其中，Ia是辅助线圈的电流，Ip是原线圈的电流，k是耦合系数。
3.辅助线圈的功率损耗（Pa）和原线圈的功率损耗（Pp）之间的关系：Pa=(1-k^2)*Pp其中，Pa是辅助线圈的功率损耗，Pp是原线圈的功率损耗，k是耦合系数。
4.反激变压器的能量传输效率（η）：η=(1-k^2)*100%其中，η是变压器的能量传输效率，k是耦合系数。
5.辅助线圈电流的反向保护电阻（Rb）：Rb=(Va-Vp)/Ia其中，Rb是辅助线圈电流的反向保护电阻，Va是辅助线圈的电压，Vp是原线圈的电压，Ia是辅助线圈的电流。
这些公式可以用于计算反激变压器的各种参数和性能。
在实际应用中，我们可以根据需要调整变比和耦合系数，以满足特定的电路要求。
需要注意的是，这里介绍的公式是基于理想互感器模型的。
在实际变压器中，存在一些实际因素，如电阻、电感和互感损耗等，会对反激变压器的性能产生影响。
因此，在实际应用中，我们还需要考虑这些实际因素，并进行相应的修正和补偿。
总而言之，反激变压器是一种重要的电力传输设备，可以通过变比和耦合系数来调节电压和电流。
ap8266反激式开关电源课程设计
ap8266反激式开关电源课程设计AP8266反激式开关电源是一种常见的电源设计方案，适用于各种电子设备和系统。
本文将介绍AP8266反激式开关电源的原理和设计要点。
一、AP8266反激式开关电源的原理AP8266反激式开关电源是一种高效率的电源设计方案，通过控制开关管的导通和断开来实现输入电压的转换。
其基本原理是利用开关管的导通和断开，将输入电压转换为高频脉冲信号，再经过整流和滤波等环节，得到稳定的输出电压。
二、AP8266反激式开关电源的设计要点1. 选择合适的开关管和二极管：开关管和二极管是反激式开关电源的核心元器件，需要根据设计需求选择合适的型号和参数。
常用的开关管有MOSFET和IGBT，而二极管则一般选择快恢复二极管。
2. 设计合适的变压器：变压器是反激式开关电源的重要组成部分，需要根据输入输出电压和功率要求进行设计。
变压器的设计包括主要参数的计算，如绕组匝数、磁芯截面积等。
3. 选取合适的滤波电容和电感：滤波电容和电感是用来削减开关电源输出端的纹波电压和噪声的。
需要根据输出电压的稳定性要求和负载特性选择合适的数值和型号。
4. 控制电路的设计：AP8266反激式开关电源需要配备控制电路来实现开关管的控制。
控制电路包括开关管的驱动电路和反馈电路。
其中，开关管的驱动电路需要通过控制信号来控制开关管的导通和断开，而反馈电路则用来实现输出电压的稳定控制。
5. 安全保护措施：在AP8266反激式开关电源的设计中，还需要考虑安全保护措施，如过载保护、过压保护、过温保护等。
这些保护措施可以提高电源的可靠性和稳定性。
三、总结AP8266反激式开关电源是一种高效率、稳定性好的电源设计方案。
设计时需要注意选择合适的开关管和二极管，设计合适的变压器，选取合适的滤波电容和电感，设计控制电路和安全保护措施。
通过合理设计和优化，可以实现高效、稳定的电源输出，满足各种电子设备和系统的需求。
开关电源变压器学习培训资料(反激式变压器设计AP法).
N4-5 N2-3 N9,10-6,7 N1-2
∮0.2 /182 /28Ts
反激式开关电源变压器设计(1)
第二步：次级电感Ls
(VoxVD)x(DOFF(MAX))2 x10-3 (5.1+0.7)x0.52 x10-3 = 2x1.1x262
Ls≥
2 IOUTxfSW =0.0000025(H)=2.5(uH) 其中 DOFF(MAX)=1-DMAX=1-0.5=0.5
Np =
= 12.5x0.12x262
= 45.8=46( 匝)
第五步: 次级匝数Ns Ns =Npx Ls=46x Lp 2.5 =7.7=8(匝) 88
第六步: 偏置匝数NBIAS NB = VBIAS VO+VD xN S = 11.7x8 5.1+0.2 = 17.6=18( 匝)
技术部培训教材
x
(A)
(7)
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(1)
2.设计例 2.1设计条件 VIN =36V-72V VOUT=5.1V IOUT=1.1A fsw =262KHz BMAX=0.12T 2.2设计步骤 第一步：面积乘积Ap
1.1xPOUTxDMAXx103 1.1x(5.1x1.1)x0.5x103
反激式开关电源变压器设计(1)
第七步：初级RMS电流IPRMS POUT IPRMS = 0.5xDMAXxηxVIN(MIN) = 3 DMAX = 0.5x0.5x0.8x36 5.1x1.1 3 0.5 .
=0.318(A) 第八步: 次级RMS电流ISRMS ISRMS = IOUT 0.5xDMAX . DMAX 3 1.1 = 0.5x0.5 . 3 0.5 =1.796=1.8(A)
反激式开关电源变压器设计(AP法)
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***谢谢***
技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(1)
第二步：次级电感Ls
(VoxVD)x(DOFF(MAX))2 x10-3 (5.1+0.7)x0.52 x10-3 = 2x1.1x262
Ls≥
2 IOUTxfSW =0.0000025(H)=2.5(uH) 其中 DOFF(MAX)=1-DMAX=1-0.5=0.5
(6)
式中： VDB ---- 偏置绕绕组整流二极管正向压降(V) 技术部培训教材
反激式开关电源变压器设计(1)
1.7 计算初级绕组RMS电流IPRMS POUT IPRMS = 0.5xDMAXxηxVIN(MIN) 1.8 计算次级绕组RMS电流ISRMS ISRMS = IOUT 0.5xDMAX x 3 DMAX (A) (8) DMAX 3
反激式开关电源变压器设计
学习培训教材 AP法
反激式开关电源变压器设计(1)
本设计为小功率非连续工作模式的反激开关电源变压器的一种设计 方法，在选用类似MAx5021芯片时，变压器很容易获得15W的输出功率。 1. 设计公式 1.1 计算面积乘积值Ap 1.1xPOUTxDMAXx103 Ap≥ (mm 4) (1) ηxKPxKTxKUxJxBMAXxfSW 式中：AP ----- 磁芯面积乘积 Ap=Aw.Ae(mm4) POUT ---- 变压器输出功率（W） DMAX ---- 最大导通占空比（通常为0.5) η ------ 变压器预期的效率 KP ------ 分配给初级绕组的面积（通常为0.5） KT ------ 初级RMS（等效串联电阻）电流和平均电流之比， 非连续反激模式KT ≈0.55～0.65 KU ------ 窗口填充系数(一般取0.4) J ------- 电流密度(一般取3 ≈10 A/mm2 ） BMAX ----- 最大工作磁通密度(反激式一般取0.12T ～ 0.15T) fSW ------ 开关工作频度（KHz)
反激式电源变压器设计公式新解
反激式电源变压器设计公式新解反激式电源变压器设计公式新解固定周期电流控制型反激式开关电源中，控制电路能使电源能够稳定⼯作，⽽其中设计的关键是变压器。
设计开关电源变压器最主要的是考虑三⼤要素：⼀是完成电功率的传输；⼆是初级线圈电感量；三是次级与初级线圈的以Vor 为基准的⽐例关系。
已有的开关电源变压器的计算⼤多很复杂，然⽽在搞清楚电感充放电基本原理的基础上，紧紧抓住电感充电放电的本质，应⽤到功率传输等⽅⾯，得到⼀个新的能量传输关系函数表达式，最后设计出⼀款⽐较合理的反激式电源变压器。
⼀、动态深度和设计深度的关系CCM 模式与tor 关系图：1．动态深度在电流连续模式下Krp 的设置时，动态深度为，从CCM 模式tor ⽰意图的⼏何关系可以得到，，式中tor 为电感不受开关周期约束的最长放电时间，该式把电感放电时间与开关关闭时间和Krp 联系在⼀起，由于Krp 是随着输⼊电压的改变⽽变化的，所以Krp 称动态深度。
2．设计深度设计深度：Kt=tor/T ，即电感不受开关周期约束的最长放电时间与开关周期的⽐值。
此值由设计时确定，是⼀个固有参数，在运⾏过程中不会改变，所以Kt 称设计深度。
占空⽐：D=Ton/T=(T-Toff ）/T 由此可得到Krp 、Kt 与占空⽐D 的关系：------------------------------(1)或假如tor=1.2T ，Krp=0.4 则表⼀：以D 为⾃变量，Kt 、D 与Krp 三者的关系列表： DKt 0.10.20.30.40.50.60.5 1.80 1.60 1.40 1.20 1.000.800.6 1.50 1.33 1.17 1.000.830.670.71.291.141.000.860.710.570.8 1.13 1.000.880.750.630.500.9 1.000.890.780.670.560.4410.900.800.700.600.500.401.10.820.730.640.550.450.361.20.750.670.580.500.420.331.30.690.620.540.460.380.311.40.640.570.500.430.360.291.50.600.530.470.400.330.27对于CCM模式，Kt越⼤，Krp就越⼩，相应的深度就越⾼。
反激式变压器计算实例
1.8A充电器变压器计算实例所谓反激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正好被直流电压激励时，变压器的次级线圈没有向负载提供功率输出，而仅在变压器初级线圈的激励电压被关断后才向负载提供功率输出，这种变压器开关电源称为反激式开关电源。
高频变压器的关键是选定磁芯，常用的是AP法：（1）AP=Aw*Ae=｛(L p*Ip2*104)/(450*△B*K0)｝1.143cm4或（2）AP=Aw*Ae=P*104/(K f*K u*B AC*F*J) cm4（1）中A w为窗口面积（单边），Ae为磁芯有效截面积（因为磁芯是不规则的），L p(H)是初级电感量,I P(A)是峰值电流,△B（T）是磁感应变化量(有些参考书以GS表示，1GS=10-4T),一般取≦0.3T(3000GS)，或I sat/2此值过大，磁性损耗大，容易饱和，过小，磁芯体积会很大，功率小的电源可以取大一点，因为面积体积比大，散热条件好，反之则相反，频率高的取小一点，频率高了，磁芯损耗就大了,厂家给出的参考值是50mT-300mT,推荐值是100-200mT.K0是窗口利用率，取0.2—0.4，具体要看绕组结构，比如挡墙胶带会占用一部分空间，如果磁芯是矮型的，挡墙就占很大比例了，这时窗口利用率就很低了，而如果采用三层绝缘线，窗口利用率就提高了（可以不用挡墙），K0就可以取大一点，公式中的450是电流密度=450A/cm2常用电流密度为200A/cm2(2A/mm2)，与400A/cm2(4A/mm2).或1000CM/A=200A/cm2 500CM/A=400A/cm200A/cm2(2)中，P（W）为总功率,K f为波形系数=0.4（CCM连续模式,CDM断续模式,CRM 临界模式可能不一样，但一般都以CCM计算，电流波形请看附图1）,K u是窗口利用率，取0.2—0.4,B AC为工作磁芯密度（T），F(Hz),J为电流密度(A/cm2)。
完美版反激式高频变压器的设计公式
完美版反激式高频变压器的设计公式
1.AP=[(P0/N+P0)*10000]/(2^B*FS*1000*J*KU)
2.IOB=0.8*IOMAX
3.[VINMIN=ACMIN*1.414-20
4.N=[VINMIN/(VO+VF)]*[DMAX/(1-DMAX)]
5.CHECK DMAX=N(VO+VF)/[VINMIN+N(VO+VF)]
6.^ISB=2IOB/(1-DMAX)
7.LS=(VO+VF)*(1-DMAX)*[1/(FS*1000)]/^ISB*1000000
8.LP=N^2LS
9.^ISP=IO(MAX)/(1-DMAX)+(^ISB/2)
10.^IPP=^ISP/N
11.NP=LP*^IPP/(^B*AE)
12.NS=NP/N
13.V A=(VO+VF)/NS
14.NVCC=(VCC+VF)/V A
15.UO=4*3.14*0.0000001
16.IG=NP^2*UO*AE/(LP/1000)
17.NPAWP=PO/N/VINMIN/J
18.NSAWS=IO/J
19.NVCCAWV=IV/J
20．END
说明:1.本套计算公式适用于商业性的反激高频变压器的设计,公式当
中除含有经验成分之外还添加成本系数,使其开发出高性能,低成本的变压器单元组件.
2.以下标"AAA"的是我公司用上述公式开发出的开关电源成品机.
3.本人才浅识薄,渴求能与各位大侠共研电源之精髓,实为鄙人之大幸. 本人邮箱:pads2005pcb@。
反激式微逆变器的改进型最大功率点跟踪算法
反激式微逆变器的改进型最大功率点跟踪算法段琦;任一峰;李昕;豆妍【摘要】为了提高光伏发电系统的稳定性、降低逆变器硬件成本,基于传统最大功率点跟踪(MPPT)算法提出了改进.通过计算光伏组件相邻2个开关周期输出电压的变化值,利用光伏组件、输入解耦电容和反激式逆变器三者之间能量耦合的关系式,得出输入解耦电容和逆变器激磁电感的电流值,将此电流与测得的电压相乘,得到光伏组件的输出功率并进行最大功率点跟踪.实现了无电流检测的MPPT算法.通过Matlab仿真和搭建的样机实验,证明了提出算法的有效性.【期刊名称】《电气传动》【年(卷),期】2019(049)005【总页数】5页(P84-88)【关键词】反激式微型逆变器;最大功率点跟踪;光伏组件;能量耦合【作者】段琦;任一峰;李昕;豆妍【作者单位】中北大学电气与控制工程学院,山西太原 030051;中北大学电气与控制工程学院,山西太原 030051;中北大学电气与控制工程学院,山西太原 030051;中北大学电气与控制工程学院,山西太原 030051【正文语种】中文【中图分类】TM615近年来涌现出的微型逆变器具有集中式逆变器无法比拟的优势，这种技术需要每1块光伏组件都配备1个微型逆变器，其具有独立的最大功率点跟踪（MPPT）功能，保证了每块光伏组件都能运行在最大功率点上［1］，提高了总体发电量和抗阴影能力。
目前，针对微型逆变器的研究多集中在反激式拓扑结构上，反激式微型逆变器电路简单，变压器两侧电气隔离，有效地避免了次级工作状态对初级的影响，适合应用于小功率的光伏并网逆变器［2］。
要为每块光伏组件均配置微型逆变器，这就要求微型逆变器成本较低，电路中应包含较少的器件，其控制器在能处理所有的控制、通信和计算任务的同时，亦必须具有较低的价格。
由于反激式微型逆变器的传统最大功率跟踪算法既需要检测光伏组件的电压又需要检测电流来获得功率及其变化趋势，所以针对这一问题，本文提出了一种基于反激式微型逆变器传统最大功率跟踪的改进算法，不仅可以降低硬件成本，而且提高了系统的稳定性［3］。
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分享一个反激变压器Ap算法（改进版）
在设计反激变压器时经常会采用Ap法来选择磁芯，然而常见的Ap法公式算出的结果并不准确（普遍偏小）通常还要结合经验法。
从原理讲Ap法并无不妥，造成偏差的原因就在于波形系数设置的不正确，下面将用公式逐一的推出和验证反激变压器的正确的波形系数。
变压器主要是由磁芯和导线绕组构成，正常工作的变压器要同时满足磁芯不饱和导线不过流的要求，Ap法正是基于这个原理设置了一个最大的Bm和Jm 计算出最小的Ae和Aw(Ae磁芯截面积、Aw窗口面积)，单位是面积乘积。
这里的波形系数也是由两部分组成的（内部有关联）一个是从磁的角度一个从电的角度。
从磁的角度由法拉第电磁感应开始
公式(1)
公式后面的跟所选取的单位有关，常数Kf在正弦波工作时选取4.44，方波时取4，对于正弦波或方波默认的占空比为0.5。
对于反激变压器作用在磁芯上的只有正半周的占空比为0.5的方波（脉冲矩形波），公式(1)中的Bm1=Bm/2(Bm表示峰峰值)，将公式变换一下得
公式(2)
等式前面的0.5表占空比，后面的表峰值，公式再变换得
公式(3)
从公式（3）可以看出对于反击变压器这种脉冲矩形波，波形系数中是没有
4.44或1.11的。
公式（3）属临界状态方程更准确的表达式如下式
（）公式(4)
法拉第电磁感应只跟变化的磁通有关，在临界模式刚好变化的磁通=峰值磁通既。
连续模式下的磁通先参看下图
图1-1 电流波形系数定义
电和磁是紧密关联的，有电就有磁有磁既有电（这里的电指“净”电，对于正激变压器“净电”=输入电流-输出电流），通过观察电流的情况既可得知磁通的变化情况。
通过图1-1可知变化的电流，则可推出变化的磁通（），将代入公式（4）
公式(5)
公式(5)中的1-k既为磁的波形系数，对于临界和断续模式k=0。
从电的角度考虑的是导线损耗和发热，对于磁关注的是最大磁通密度Bm，对于电关注的是有效电流值，导线的峰值电流并不是主要问题。
关于有效值波形系数的几种表达式如下图
图1-2 有效值波形系数
对于反激变压器断续、临界模式是波形(3)脉冲锯齿波，连续模式是波形(9)梯形波。
电流密度和电流有效值的关系公式如下：
公式(6)
式中ku表示窗口系数一般取0.3-0.5。
公式（6）中的电流有效值是初级+次级总的有效值，有些公式直接代用了
图1-2的波形 (9)梯形波公式并不合适，总的电流有效值计算起来有些麻烦所以用一种等效法来简化这个问题。
等效法参考下图：
图1-3 等效法分析有效电流
图1-3中为简化分析将匝比设为1:1，图(a)为正常的反激工作方式，在Ton时刻初级线圈导通初级电流为Ip，在Toff时刻次级线圈导通次级电流为Is，在整个T周期初、次级线圈是轮流导通的导线利用率是0.5。
图(b)与图(a)在功率处理上是完全相同的，由于电流都在初级所以分析起来比较容易。
图(b)与图(a)的区别就是没有隔离功能，次级线圈虽然没有电流但占了窗口面积，导线利用率也是0.5。
电流的波形系数将由图(b)推导出来。
一种比较简单的方法是采用中心电流法，如下图
图1-4 中心电流Ia
用中心电流Ia来代替有效电流，方程如下
公式(7)
前面提到反激电路或其等效电路导线利用率只有0.5，所以公式中要多乘以0.5将中心电流方程代入公式（7）得
公式(8)
公式(8)中的1/(1+k)既为电流的波形系数。
将公式(8)电方程和公式(5)磁方程等式两边分别相乘，
整理得
公式(9)
单位：
公式(9)为简洁版AP算法，（1+k）/(1-k)既为波形系数。
图1-4的电流是锯齿波，其有效值的表达式为
（有兴趣的可自行推导）
代入深度系数k
最终推出比较精确的AP算法为：
公式(10)单位：。