缓冲电路设计及仿真

1缓冲电路作用缓冲电路一般并联在开关器件两端，主要有抑制过电压、降低器件损耗、消除电磁干扰的作用。

1)抑制过电压逆变器高频工作时，开关器件快速开通、关断。

由于主电路存在杂散电感，器件在开关过程中，急剧变化的主电路电流会在杂散电感上感应出很高的电压，使器件在关断时承受很高的关断电压。

在器件关断时，，若无缓冲电路，则该电压会加在器件两端形成过电压，当该电压超过器件额定电压时，器件损坏。

此外，反并联二极管在反向恢复时产生的di/dt也会导致较高的过电压。

2)降低器件损耗已知器件的功耗由下式决定：(1.1)在电路中增加缓冲电路，可以改变器件的电压、电流波形，进而降低损耗。

从下图可知，在没有缓冲电路时，电压快速升至最大值，而此时电流依然是最大值，此时的损耗最大。

加入缓冲电路后，避免了电压、电流出现同时最大值的情况，损耗得以降低。

3)消除电磁干扰电路运行时，在没有缓冲电路的情况下，器件两端电压会发生高频振荡，产生电磁干扰。

采用缓冲电路，可抑制器件两端电压的高频振荡，起到减小电磁干扰的作用。

因此，降低或消除器件电压、电流尖峰，限制dI/dt或dV/dt，降低开关过程中的振荡以及损耗，我们在逆变器中设计缓冲电路，以保证器件安全可靠工作。

2杂散电感的测量与计算设计缓冲回路之前，首先需要确定杂散参数的量。

杂散电感是特定电路布局的结果，不容易计算出来，我们一般采用测量的方法来确定杂散电感的大小。

在没有任何缓冲回路时，用示波器观察器件关断时的振荡周期T1，重新测量器件关断时的振荡周期T2。

则杂散电感可由下式得出：(2.1)杂散电容为：(2.2)为无缓冲电路时的振荡频率。

3缓冲电路分类缓冲电路主要分为如下三类，分为C型缓冲电路、RC型缓冲电路、RCD型缓冲电路。

图C缓冲电路适用于小功率等级的IGBT，对瞬变电压非常有效且成本较低。

但这种缓冲电路随着功率等级的增大，会与直流母线寄生电感产生振荡。

RCD型缓冲电路则可以避免这种情况，由于快恢复二极管可以箝位瞬变电压，从而抑制谐振产生。

在功率等级进一步增大时，此种缓冲电路的回路寄生电感会变得很大，导致不能有效控制瞬变电压。

因此在大功的设计。

4缓冲电路工作原理及计算线路因杂散电感会产生的瞬态浪涌高压,这种浪涌电压如果不加以抑制,可能会造成功率开关器件的损坏。

而减少这种浪涌电压的途径有2种,一是采用层状母线结构,降低母线寄生漏电感;另一种方法是安装缓冲电路。

缓冲电路在开关器件关断时工作,起到提供旁路的作用,从而达到抑制尖峰电压的目的,同时还可以减小功率器件的开关损耗。

4.1电容型缓冲电路电容型缓冲电路在器件开通时有浪涌电流，因此用于小电流应用场合（<50A）。

在高频场合下，为减小损耗，也会考虑这种拓扑。

根据能量转移关系，要求在器件开通过程中将吸收的能量释放：I d V ds(t d−f+t f)2=12CV ds2(4.1)可得：C=I d(t d−f+t f)V ds(4.2)4.2RC型缓冲电路RC缓冲电路中，缓冲电阻R越小，缓冲电容越大，则缓冲效果越明显，但是要考虑电阻R上的损耗。

器件关断时，电容C储存能量，在下一次器件开通时，电容中的能量以热能的形式消耗在电阻R上，而电容上的存储的能量为：(4.3)为器件关断电压。

又在电阻上消耗的能量与每个周期电容的充放电次数成正比，因此在电阻上消耗的能量为：(4.4)其中f为器件工作频率。

n为每个周期电容电压转换次数，半桥电路中，每个周期电容电压发生两次转换，因此n取2，即：(4.5)缓存电容的选择要满足两个要求，首先, 缓存电容能够存储的能量要比电路中杂散电感存储的能量要大，也就是要满足下式：(4.6)其次，缓冲电路的时间常数要比功率器件导通时间短, 这样在开关管导通的时候存储在缓存电路中的能量才能够释放完毕，一般情况下，认为3倍的时间常数可以完成放电过程，则：(4.7)，D 为占空比，T 器件开关周期。

所以(4.8)此外，还要考虑放电电流不可太大。

最后综合电阻功率与过压情况选择参数。

综上所述，得到：(4.9)(4.10)4.3 RCD 缓冲电路RCD 型电路又分为如下三类。

其中，Ⅱ型电路采用2组Ⅰ 型缓冲电路, 使用快恢复二极管钳位瞬变电压, 可抑制振荡发生, 适用于中大容量器件, 但缓冲电路的损耗很大。

Ⅰ型电路将RCD 缓冲电路直接并接在桥臂两端, 这种电路抑制器件关断瞬态电压的效果好, 而抑制器件开通时的瞬态电压效果稍差。

Ⅲ 型缓冲电路由于每个元件有各自独立的吸收电路, 既可抑制关断浪涌电压, 缓冲电路的损耗又很小, 适合于大功率电路。

4.3.1Ⅰ型缓冲电路缓冲电路工作过程可以简单分析如下:当开关管T截止时,原来流过引线电感Ls的电流通过Cs、Ds旁路,从而将Ls上的储能转移到Cs,避免在器件关断时由于电流突变,引起在器件两端产生很高的电压尖峰,因而大大降低了在开关管截止瞬间在其两端所产生的过电压;当开关管T导通时,Cs的储能通过开关管T、缓冲电阻Rs释放,从而使其两端的电压下降到母线电源电压Vd,为下次的缓冲吸收作好准备。

以开关T1关断时刻为起点来分析缓冲电路的工作原理,其工作过程可分为3个阶段,即线性化换流、杂散电感Lp谐振放能、缓冲电容Cs放电。

a) 线性化换流过程此阶段从开关T1接收关断信号开始到开关T1完全截止结束。

流过Lp 的母线电流经T1和缓冲电路2条支路分流。

由于此过程时间很短,一般为纳秒级,因此可将此工作过程中电压、电流的变化线性化来处理。

其等效电路如下图：设线性化换流过程持续的时间为t，由上图得：(4.18)当t =t f 时，即换流过程结束，有：(4.19)在此过程中，开关器件1端的电压为u cs +L sdi cs dt，由于实际的换流过程并非完全线性，因此在过程中会出现第一个电压尖峰，且此电压尖峰与母线电流I L 、缓冲电路寄生电感L s 、关断时电流的didt 有关。

b) 杂散电感L p 谐振放能阶段线性化换流阶段结束后,Cs 谐振中储存的能量通过Cs 泄放·当V cs 达到谐振峰值时,回路电流i 为零,缓冲电路二极管DS截止,钳位u cs 防止振荡的发生。

在此过程中将出现第二个电压尖峰，且此电压尖峰是由杂散电感L p 引起，在下面的分析中可看到，该电压尖峰与母线电流I L缓冲电路寄生电感L s 、缓冲电容C s 有关。

这一过程的等效电路如下图：令(4.20)电路方程为：(4.21)初始条件为：(4.22)由电路方程得：(4.23)其中，Z s =(Ls C s)12⁄,k 0=1(Ls C s )1/2⁄，h =arctan[(V cs (0)−V dc )/Z s i (0)]可求得，当k 0t −h =π/2时，电容C s 两端的电压峰值：(4.24)因此，可得：(4.25)若是忽略换流器件u cs 的升高，可取：(4.26)c) 缓冲电容C s 放电阶段及缓冲电阻的参数计算谐振放能阶段结束后, C s通过R s、电源和负载放电。

在放电期间,可认为负载是恒流源。

有了负载后,可不考虑Ls、Lp对放电的影响。

其等效电路图如下图。

电路方程为:(4.27)初始条件为：(4.28)可求得在放电过程中：(4.29)(4.30)(4.31)对于不同拓扑结构的缓冲电路,允许Cs放电的最大时间各不一样。

对于三相两电平拓扑结构其最大放电时间为T s/3 (线性化换流时间和谐振放能时间相对很短,可忽略)。

对单相逆变器，其最大放电时间为Ts/2,假设当u cs(t)=1.01U d时认为C s上的过电压放电完毕,且限定∆U%=u cspk−U dU d×100%=15%，则三相两电平拓扑下：(4.32)(4.33)由前面可知：P Rs=1.5I L2Lf s同理可求出单相拓扑下：(4.12)P Rs=I L2Lf s1)缓冲二极管的选择缓冲二极管电压容量应与IGBT额定电压容量相当,且应选用快速软恢复二极管。

在缓冲电路工作过程中,只有线性化换流阶段和L s谐振放能阶段有电流流过缓冲二极管。

在线性化换流阶段电流为i Ds=I L×tt f，在谐振放能阶段电流由前面式可得为i Ds=I L cos(k0t−h)（忽略线性化换流阶段电压的变化),由此可得流过Ds电流的有效值:I DSF=√3s∫(I Ltf)2dtt f+∫I L cos(k0t−h)2dtπ+2h2k0t f=I L√1T s[t f+34k0(π+2h+sin2h)]同理可得单相逆变器中二极管：I DSF=I L√1T s [23t f+12k0(π+2h+sin2h)]从上面的计算可以看出,大功率的IGBT电路要求缓冲回路的寄生电感非常小.在工程实现上可从三个方面到达上述要求.1)选用无感型电阻、电容和快速恢复型二极管.2)缓冲回路尽量靠近IGBT.3)尽量采用多个小的电容并联构成缓冲电容,因为越小的电容并联成的等效电容的寄生电感要比单个电容要小得多。

4.3.2Ⅱ型RCD缓冲电路4.3.3Ⅲ型RCD缓冲电路Ⅲ型RCD缓冲电路与前面的Ⅰ型RCD缓冲电路工作原理相似。

以开关管T1关断时刻为起点，分析缓冲电路的工作原理，其工作过程可分为：线性化换流、母线寄生电感Lp谐振转移能量和缓冲电容Cs放电共3个阶段。

1)线性化换流过程此阶段从开关管 T1接收关断信号开始到开关管 T1完全截止结束。

流过母线寄生电Lp 的母线电流Io经 T1和缓冲电路 2 条支路分流。

由于这个过程时间极短，一般为纳秒级，故此过程中的电流、电压变化可线性化处理。

由于实际的换流并非完全线性，因此在这个过程中会出现第一个电压尖峰 ( 图 3 中ΔUp1)。

这个尖峰是由缓冲电路的寄生电感和缓冲二极管的正向恢复联合引起的。

如果缓冲二极管采用与 IGBT 匹配的快恢复二极管，则该电压尖峰主要取决于缓冲电路寄生电感Ls，可估计出ΔUp1为：∆U p1=L s di dt式中：Ls为缓冲电路的等效寄生电感；di/dt为关断瞬间或二极管恢复瞬间的电流变化率。

2)母线寄生电感Lp谐振转移能量过程及缓冲电容Cs的参数计算在线性化换流阶段结束后，开关管T1完全截止。

此时，主回路寄生电感Lp与缓冲电容Cs 产生谐振，Lp 中储存的能量向Cs 转移。

当缓冲电容上电压UCs 达到最大值UCspk ，即谐振峰值时，谐振电流i 为零，缓冲电路二极管Ds 截止，箝位UCs 防止有振荡。

在这个过程中将出现第二个电压尖峰(图3中ΔUp2)。

此尖峰主要是由母线寄生电感Lp 引起，可以用能量守恒定律来确定ΔUp2:12L p i 2=12C s ∆U p22 式中：Lp 为母线寄生电感；i 为工作电流；Cs 为缓冲电容值；ΔUp2为缓冲电压峰值。