干扰及抑制

0
为了抑制串模干扰对测量的影响，应使
Vn＝0
1 Vn＝ Vn sin（n t＋）dt T1 0
Vn Tn T1 T1 Vn＝ sin sin( ) T1 Tn Tn
Tn T1 T1 Vn＝Vn sin sin( ) T1 Tn Tn
（1）由此干扰引起的测量误差；
（2）该DVM的串摸抑制比NMRR=？
Vn Tn T1 T1 Vn＝ sin sin( ) T1 Tn Tn
Vn Tn T1 T1 Vn＝ sin sin( ) T1 Tn Tn 20 2 sin 4.9 49
共模干扰的频率范围从直流、低频 直至超高频；
其波形有周期性的正弦波或非正弦波，
也有非周期性的脉冲和随机干扰。
产生共模干扰的原因往往是因为测 量系统的接地问题。
由于被测电压与 DVM 相距较远， 以至两者的地电位不一样， 有时共模电压高达几伏甚至几百伏。
此外，被测信号本身也可能含有共
模电压分量。
上式中最后一项因子的取值在－1和 ＋1之间，考虑最不利的情况取为＋1， 则
Vn Tn T1 Vn＝Vn max＝ sin T1 Tn
以串模抑制比 NMRR （Normal Model Reject Rate ）定量表示DVM 对串模干扰的抑制能力。
串模抑制比 NMRR 的定义：
Vcn r2 Z1 Vcm Z2＋rcm＋r2 Z1＋r1＋rs Vcn r2 Vcm rcm＋r2＋Z2 Vcn r2 Vcm Z2
共模抑制比
Vcm CMRR＝20lg Vcn Z2 CMRR＝20lg r2
CMRR不再为零。
由此可见，浮置 DVM 的 L 端可以 提高电压测量的抗共模干扰能力；
3.7.3 共模干扰的抑制方法 产生共模干扰的原因之一是测量系 统的接地问题。 1）共模抑制比的定义 通常 DVM 和被测信号源相距较远， 需要较长的接线。 这不仅由于长线引入串模干扰，而 且还会由于接地不良引入共模干扰。
Vcm 为共模的等效干扰电压；
rcm 为接地电阻；
r1、r2 为测量接线电阻； rs 为信号源内阻；
Z1 为DVM的输入阻抗。
现在讨论由于 共模电压 Vcm 的影响，
在DVM的输入端 H 和 L 之间产生的等 效干扰电压 Vcn 。
因为
Z1
故得
r1、Z1
r2、Z1
rs、Z1
rcm
Vcn
r2 Z1 Vcm rcm＋r2 Z1＋r1＋rs
Vcn
r2 Z1 Vcm rcm＋r2 Z1＋r1＋rs Vcn r2 Vcm rcm＋r2
2）确定性干扰 分为两种：
串模（NM）干扰
共模（CM）干扰
串模（NM）干扰
干扰电压 Vn 与被测电压 Vx 串联后 加到两个测量输入端 H 和 L（测量电位 的高端和低端）之间。
串模干扰来自被测信号本身， 例如： 稳压电源中的纹波电压 测量接线上感应的工频或高频电压。
共模（CM）干扰
干扰电压（Vcm）同时作用于 DVM 的 H 端和 L 端， 即 DVM 的 H 端和 L 端受到干扰信 号的同等影响（包括幅度和相位）。

若能满足以上两个条件中的任何一
个，则串模干扰就能全部被抑制掉，这 证明了积分对串模干扰的平均作用。
而实际情况并非如此，现作进一步
讨论。
2）
Vn
与 T1/Tn 的关系
干扰信号的初相角是随机的。
Vn Tn T1 T1 Vn＝ sin sin( ) T1 Tn Tn
CMRR＝0dB
小结： （1）DVM的共模干扰可以转换为串 模干扰，后者和被测电压串联地加到 DVM的输入端，所以对于测量误差来说 最终仍是串模干扰引起。 （2）图3－24的测量系统不能抑制 共模干扰，需采取改进措施。
2）提高共模抑制比的措施 为了在电压测量中提高抗共模干扰 的能力，减小测量误差，必须对测量系 统的结构进行改进。 具体方法： 浮置DVM的低端 采用双端对称差分输入电路 浮置双端对称输入电路 采用双重屏蔽和浮置。
3.7 电压测量的干扰及其抑制技术 电压测量从模拟方法到数字方法， 在测量精度上不断提高： 模拟电压表的测量精度达10－2量级， 为了实现高精度的电压测量，必须 抑制各种干扰。
数字电压表的测量精度达10－5～10－6量级。
3.7.1 电压测量中的干扰 干扰的分类： 1）随机性干扰 在电压测量的过程中这种干扰信号 是不确定的。 例如： DVM内部电子的热噪声 器件的散弹噪声 测量现场的电磁干扰等。
此外，上图中共有三条接线和DVM
相连接，通常采用具有屏蔽的双芯线， 屏蔽层就相当于具有内阻r3的接线，
而具有内阻 r1 和 r2 的接线则是双芯线。
由于屏蔽线能使 CMRR 有很大提
高，因此在实际测量中应利用屏蔽线并
进行正确连接。
作业 P.86
3-11
在双斜式DVM中，假设采样期 T1=100ms，工频干扰的频率为49HZ、 幅度vn=2v，初相角为00。试求：
并且 L 端与机壳之间隔离得越好， Z2 值就越大，共模抑制比也就越高。
（2）DVM采用双重屏蔽和浮置
目前高精度DVM都采用这种技术。 用机壳作为外屏蔽，在机壳内再设 置一个内屏蔽盒，将DVM的模拟电路屏 蔽起来。 在DVM模拟电路被浮置的L端与内 层屏蔽之间以及内、外屏蔽之间都是高 度绝缘的，绝缘电阻Z2、Z3都很大。
（1）令
sin
T1
Tn
＝0
则
T1
Tn
＝k
K＝1，2，3，…
T1＝k Tn
（2）令
T1 sin ＋ ＝0 Tn
则
T1
Tn
＋＝n
n＝1，2，3，…
T1 ＝ n－ Tn

T1＝k Tn
T1 ＝ n－ T n
T1
Tn T1 T1 Vn＝Vn sin sin( ) T1 Tn Tn
Tn 为干扰信号的周期，
Tn＝
2
n
由前式可见，串模干扰引起的误差 电压既与 T1/Tn 有关， 也与初相角有关。
欲使
Vn＝0
该式中必有一个因子为零。
Vn Tn T1 T1 Vn＝ sin sin( ) T1 Tn Tn
3.7.2 串模干扰的抑制方法 常见抑制串模干扰的方法有两种： 输入滤波法 积分平均法。 输入滤波法是利用低通滤波器滤除 被测电压中的高频干扰分量， 但这主要影响 DVM 对被测信号的 响应速度，降低读数速率。
在DVM中主要采用积分法来消除串 模干扰。 1）积分式数字电压表对串模干扰 的平均作用 积分式数字电压表是在某一时间内 对被测信号进行积分，取平均值， 因此具有优良的抑制串模干扰能力。
Vcn Vcm
共模抑制比
Vcm——电压测量系统中DVM受到的共 模干扰电压；
Vcn——共模干扰电压在H、L端引入的等效 干扰电压（相当于串模干扰电压）； CMRR单位为dB。
Vcm CMRR＝20lg Vcn
Vcn
r2 Vcm rcm＋r2
rcm＋r2 CMRR＝20lg r2
CMRR＝20lg1
T1
NMRR＝20 lg Tn sin
T1
Tn
4.9 NMRR＝20 lg sin 4.9
（3）
Vn
与φ的关系
Tn 当 T1 和 Tn 为定值时，干扰信号平 均值的幅值也一定，因此干扰信号平均 值将是一个随干扰信号初相角变化的正 弦函数。
Vn＝Vn max sin(
T1
)
如果合理选择初相角，使其正弦函 数值为零，那么串模干扰的影响也将被 完全抑制。 最佳初相角为：
T1 ＝－ Tn
Vn NMRR＝20 lg Vn对串模 干扰的抑制能力越强。
Vn Tn T1 Vn＝ sin T1 Tn
T1
Vn Vn

＝
Tn sin
T1
Tn
Vn NMRR＝20 lg Vn
NMRR＝20 lg
NMRR的单位为dB。
共模干扰电压Vcm在 r3 上的压降为
， cm
V
r3 Vcm Z3＋r3
V
， cm
r3 Vcm Z3＋r3
此分压再经Z2和r2分压，故在r2上 的压降为
Vcn
r3 r2 Vcm Z2 Z3
共模抑制比
Z 2 Z3 CMRR＝20lg r2 r3
要提高CMRR就要加大Z2、Z3，即 将内部电路浮置起来，内屏蔽层也要浮 置起来。
（1）浮置DVM的低端
共模干扰的影响主要由 I2 造成，因 此要设法消弱 I2 的影响。 有效的方法是浮置低端， 即将DVM的L端与仪器的机壳相隔 离（在DVM中L端的电位是其模拟电路 的参考电位）。 仪器的L端与机壳之间有一个很大 的阻抗 Z2 ，它们之间是相互隔离的。
这时在DVM输入端的等效干扰电压为
假设被测电压 Vx 上叠加了一个平 均值为零的正弦波干扰信号 Vn
（即使是非正弦波电压也可以分解为 各种频率的正弦波分量）， 即
V （ t ）＝ V sin （ t ＋ ） n n n
Vi＝Vx＋V （ t ） n
1 1 Vi＝ Vi dt＝ T1 0 T1
T1 T1
V ＋ V （ t ） dt ＝ V ＋ V x n x n
T1
Tn sin
T1
Tn
根据上式可画出积分式DVM对串模
干扰的特性，
图中以 T1 为参变量。