干扰及抑制

T1
NMRR＝20 lg Tn sin
T1
Tn
4.9 NMRR＝20 lg sin 4.9
并且 L 端与机壳之间隔离得越好， Z2 值就越大，共模抑制比也就越高。
（2）DVM采用双重屏蔽和浮置
目前高精度DVM都采用这种技术。 用机壳作为外屏蔽，在机壳内再设 置一个内屏蔽盒，将DVM的模拟电路屏 蔽起来。 在DVM模拟电路被浮置的L端与内 层屏蔽之间以及内、外屏蔽之间都是高 度绝缘的，绝缘电阻Z2、Z3都很大。
3.7 电压测量的干扰及其抑制技术 电压测量从模拟方法到数字方法， 在测量精度上不断提高： 模拟电压表的测量精度达10－2量级， 为了实现高精度的电压测量，必须 抑制各种干扰。
数字电压表的测量精度达10－5～10－6量级。
3.7.1 电压测量中的干扰 干扰的分类： 1）随机性干扰 在电压测量的过程中这种干扰信号 是不确定的。 例如： DVM内部电子的热噪声 器件的散弹噪声 测量现场的电磁干扰等。
（1）由此干扰引起的测量误差；
（2）该DVM的串摸抑制比NMRR=？
Vn Tn T1 T1 Vn＝ sin sin( ) T1 Tn Tn
Vn Tn T1 T1 Vn＝ sin sin( ) T1 Tn Tn 20 2 sin 4.9 49
3.7.3 共模干扰的抑制方法 产生共模干扰的原因之一是测量系 统的接地问题。 1）共模抑制比的定义 通常 DVM 和被测信号源相距较远， 需要较长的接线。 这不仅由于长线引入串模干扰，而 且还会由于接地不良引入共模干扰。
Vcm 为共模的等效干扰电压；
rcm 为接地电阻；
r1、r2 为测量接线电阻； rs 为信号源内阻；
上式中最后一项因子的取值在－1和 ＋1之间，考虑最不利的情况取为＋1， 则
Vn Tn T1 Vn＝Vn max＝ sin T1 Tn
以串模抑制比 NMRR （Normal Model Reject Rate ）定量表示DVM 对串模干扰的抑制能力。
串模抑制比 NMRR 的定义：
3.7.2 串模干扰的抑制方法 常见抑制串模干扰的方法有两种： 输入滤波法 积分平均法。 输入滤波法是利用低通滤波器滤除 被测电压中的高频干扰分量， 但这主要影响 DVM 对被测信号的 响应速度，降低读数速率。
在DVM中主要采用积分法来消除串 模干扰。 1）积分式数字电压表对串模干扰 的平均作用 积分式数字电压表是在某一时间内 对被测信号进行积分，取平均值， 因此具有优良的抑制串模干扰能力。
0
为了抑制串模干扰对测量的影响，应使
Vn＝0
1 Vn＝ Vn sin（n t＋）dt T1 0
Vn Tn T1 T1 Vn＝ sin sin( ) T1 Tn Tn
Tn T1 T1 Vn＝Vn sin sin( ) T1 Tn Tn
假设被测电压 Vx 上叠加了一个平 均值为零的正弦波干扰信号 Vn
（即使是非正弦波电压也可以分解为 各种频率的正弦波分量）， 即
V （ t ）＝ V sin （ t ＋ ） n n n
Vi＝Vx＋V （ t ） n
1 1 Vi＝ Vi dt＝ T1 0 T1
T1 T1
V ＋ V （ t ） dt ＝ V ＋ V x n x n

若能满足以上两个条件中的任何一
个，则串模干扰就能全部被抑制掉，这 证明了积分对串模干扰的平均作用。
而实际情况并非如此，现作进一步
讨论。
2）
Vn
与 T1/Tn 的关系
干扰信号的初相角是随机的。
Vn Tn T1 T1 Vn＝ sin sin( ) T1 Tn Tn
（1）浮置DVM的低端
共模干扰的影响主要由 I2 造成，因 此要设法消弱 I2 的影响。 有效的方法是浮置低端， 即将DVM的L端与仪器的机壳相隔 离（在DVM中L端的电位是其模拟电路 的参考电位）。 仪器的L端与机壳之间有一个很大 的阻抗 Z2 ，它们之间是相互隔离的。
这时在DVM输入端的等效干扰电压为
T1
Tn sin
T1
Tn
根据上式可画出积分式DVM对串模
干扰的特性，
图中以 T1 为参变量。
（1）当 T1/Tn 为整数，即双斜式
ADC的采样期 T1 为干扰信号周期 Tn 的 整数倍时，NMRR为无穷大。
此称为理想抑制条件。
T1
NMRR＝20 lg Tn sin
T1
Tn
（2）当采样期 T1 一定时，干扰信 号频率 fn 越高（即 Tn 越小），双斜式 ADC对串模干扰的抑制能力越强； 同理，当 Tn 一定时，采样期 T1 越 长，对串模干扰的抑制能力也越强。 （3）当干扰信号的周期偏离理想抑 制点，使 T1/Tn 不为整数时，NMRR 便 急剧下降。
Vn NMRR＝20 lg Vn
Vn 为干扰信号的幅值。
串模抑制比越大，表示DVM对串模 干扰的抑制能力越强。
Vn Tn T1 Vn＝ sin T1 Tn
T1
Vn Vn

＝
Tn sin
T1
Tn
Vn NMRR＝20 lg Vn
NMRR＝20 lg
NMRR的单位为dB。
Vcn r2 Z1 Vcm Z2＋rcm＋r2 Z1＋r1＋rs Vcn r2 Vcm rcm＋r2＋Z2 Vcn r2 Vcm Z2
共模抑制比
Vcm CMRR＝20lg Vcn Z2 CMRR＝20lg r2
CMRR不再为零。
由此可见，浮置 DVM 的 L 端可以 提高电压测量的抗共模干扰能力；
（3）
Vn
与φ的关系
Tn 当 T1 和 Tn 为定值时，干扰信号平 均值的幅值也一定，因此干扰信号平均 值将是一个随干扰信号初相角变化的正 弦函数。
Vn＝Vn max sin(
T1
)
如果合理选择初相角，使其正弦函 数值为零，那么串模干扰的影响也将被 完全抑制。 最佳初相角为：
T1 ＝－ Tn
（1）令
sin
T1
Tn
＝0
则
T1
Tn
＝k
K＝1，2，3，…
T1＝k Tn
（2）令
T1 sin ＋ ＝0 Tn
则
T1
Tn
＋＝n
n＝1，2，3，…
T1 ＝ n－ Tn

T1＝k Tn
T1 ＝ n－ T n
Z1 为DVM的输入阻抗。
现在讨论由于 共模电压 Vcm 的影响，
在DVM的输入端 H 和 L 之间产生的等 效干扰电压 Vcn 。
因为
Z1
故得
r1、Z1
r2、Z1
rs、Z1
rcm
Vcn
r2 Z1 Vcm rcm＋r2 Z1＋r1＋rs
Vcn
r2 Z1 Vcm rcm＋r2 Z1＋r1＋rs Vcn r2 Vcm rcm＋r2
T1
Tn T1 T1 Vn＝Vn sin sin( ) T1 Tn Tn
Tn 为干扰信号的周期，
Tn＝
2
n
由前式可见，串模干扰引起的误差 电压既与 T1/Tn 有关， 也与初相角有关。
欲使
Vn＝0
该式中必有一个因子为零。
Vn Tn T1 T1 Vn＝ sin sin( ) T1 Tn Tn
共模干扰电压Vcm在 r3 上的压降为
， cm
V
r3 Vcm Z3＋r3
V
， cm
r3 Vcm Z3＋r3
此分压再经Z2和r2分压，故在r2上 的压降为
Vcn
r3 r2 Vcm Z2 Z3
共模抑制比
Z 2 Z3 CMRR＝20lg r2 r3
要提高CMRR就要加大Z2、Z3，即 将内部电路浮置起来，内屏蔽层也要浮 置起来。
Vcn Vcm
共模抑制比
Vcm——电压测量系统中DVM受到的共 模干扰电压；
Vcn——共模干扰电压在H、L端引入的等效 干扰电压（相当于串模干扰电压）； CMRR单位为dB。
Vcm CMRR＝20lg Vcn
Vcn
r2 Vcm rcm＋r2
rcm＋r2 CMRR＝20lg r2
CMRR＝20lg1
2）确定性干扰 分为两种：
串模（NM）干扰
共模（CM）干扰
串模（NM）干扰
干扰电压 Vn 与被测电压 Vx 串联后 加到两个测量输入端 HБайду номын сангаас和 L（测量电位 的高端和低端）之间。
串模干扰来自被测信号本身， 例如： 稳压电源中的纹波电压 测量接线上感应的工频或高频电压。
共模（CM）干扰
干扰电压（Vcm）同时作用于 DVM 的 H 端和 L 端， 即 DVM 的 H 端和 L 端受到干扰信 号的同等影响（包括幅度和相位）。
共模干扰的频率范围从直流、低频 直至超高频；
其波形有周期性的正弦波或非正弦波，
也有非周期性的脉冲和随机干扰。
产生共模干扰的原因往往是因为测 量系统的接地问题。
由于被测电压与 DVM 相距较远， 以至两者的地电位不一样， 有时共模电压高达几伏甚至几百伏。
此外，被测信号本身也可能含有共
模电压分量。
此外，上图中共有三条接线和DVM
相连接，通常采用具有屏蔽的双芯线， 屏蔽层就相当于具有内阻r3的接线，
而具有内阻 r1 和 r2 的接线则是双芯线。
由于屏蔽线能使 CMRR 有很大提
高，因此在实际测量中应利用屏蔽线并
进行正确连接。
作业 P.86
3-11
在双斜式DVM中，假设采样期 T1=100ms，工频干扰的频率为49HZ、 幅度vn=2v，初相角为00。试求：
CMRR＝0dB
小结： （1）DVM的共模干扰可以转换为串 模干扰，后者和被测电压串联地加到 DVM的输入端，所以对于测量误差来说 最终仍是串模干扰引起。 （2）图3－24的测量系统不能抑制 共模干扰，需采取改进措施。
2）提高共模抑制比的措施 为了在电压测量中提高抗共模干扰 的能力，减小测量误差，必须对测量系 统的结构进行改进。 具体方法： 浮置DVM的低端 采用双端对称差分输入电路 浮置双端对称输入电路 采用双重屏蔽和浮置。