一种宽带轨对轨运算放大器设计
一种Rail-to-Rail运算放大器设计
幅均 达到 了轨 对轨 ， 入 级跨 导在 整 个输入 共模 电压 范 围内仅 变 化 １％ ， 流 开环 增益 为 ９ ｄ 单 输 ５ 直 ９ Ｂ，
位 增 益带宽 为 ３ ２ ｚ 相 位裕 度 为 ５ 。 １ ｐ ． ＭＨ ， ９ （ Ｏ Ｆ负 载 电容 ） 功耗 为 ０ ５ ｍ 。 ， ．５ Ｗ
Ａｂｓｒ ｃ ： ｌ ｗ ｗｅ ｏ ｕ ｔ ｎ ｒ ｉ ｔ ａ ｔ Ａ ｏ ｐｏ ｒｃ ｎｓ ｍｐｉ ａｌ—ｔ ｏ ｏ—ｒｉ ｐ —ａ ａ ｅ ｎ ＳＭＩ １ ｍ ａｌ０ ｍｐ ｂ ｓ ｄ ｏ Ｃ ０． ８ ＣＭＯＳ ｍｉ ｘ— ｓｇ ｌｐ ｏ ｅ ｓ ｉ ｅ ｅ ｅ ｉｎａ ｒ ｃ ｓ ｓ ｐｒ ｓ ｎｔｄ． Ｅｖ ｒ ｒ ｐ ｒｙ ｏ ｈ ｓ ｏ ｅ ｙ ｐ ｏ ｅ ｔ ｆｔ ｉ ｐ— ａ ｓ ｔｍｕａ ｅ ｔ ｐ ｃｒ ｓｍｕ ａ ｏ ． Ｗ ｉ ｍｐ ｉ ｓｉ ｌｔ ｄ ｗｉ ｓ ｅ ｔｅ ｉ ｌ ｔｒ ｈ ｔ ｈ ３． ｓ ｐ ｙ ｖ ｌ ｇ ３Ｖ ｕ ｐｌ ｏ ｔ ｅ，ｔ ｉ ｐ—ａ ｃ ｅ ｅ ｈｅ ｆｌｏ ｎ ｈ ｒｃ ｅ ｉｔｃ ａ ｈ ｓｏ ｍｐ ａ ｈｉｖ ｓｔ ｏ ｌｗｉｇ ｃ ａ ａ ｔｒｓｉ ｓ：ｒ ｌ ａｌ—ｔ ｏ—ｒ ｉ ｉ ｐ ｔａ ｄ ｏ ｔ ｕ ａｌ ｎ ｕ ｎ ｕ ｐ ｔ ｒ ｎ ｅ，ｔ ｅ ｉ ｐ ｔｔａ ｓ ｏ ｄｕ ｔｎ ｅ ｃ ａ ｇ ｓｏ ｌ ａｇ ｈ ｎ ｕ ｒ ｎ ｃ ｎ ｃａ ｃ ｈ ｎ ｅ ｎ ｙ １ ５％ ｉ ｈ ｏ ｅ ｒ ｎ ｅ ｏ ｎ ｕｔｃ ｍｍｏ ｏｔｇ ｎ ｔ ｅ ｗｈ ｌ ａ ｇ ｆｉ ｐ ｏ ｎ ｖ ｌａ ｅ，９９ Ｂ ｄ
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轨到轨运算放大器的设计
轨到轨运算放大器的设计陈思海【期刊名称】《海南大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2011(029)004【摘要】设计了一个基于GSMC 0.13 μm 3.3 V工艺的轨到轨运算放大器,实现了输入与输出摆幅均为轨到轨,开环增益达到了85 dB,相位裕度保持在60°以上.由于采用gm/Id的设计方法,使得设计更加直观,更加贴近电路的实际情况.仿真显示各项指标均已达到.%In our report, based on CSMC 0.13 μm 3.3 V, rail to rail operational amplifier was designed, which achieved the input and output rail to rail swing, and total gain was 85 dB with a 60 degrees phase margin. Because of the use of gm/Id, the design was more intuitive, and closer to the actual situation of the circuit. Simulations results showed that the indicators were achieved.【总页数】4页(P354-357)【作者】陈思海【作者单位】绵阳职业技术学院信息工程系,四川绵阳 621000【正文语种】中文【中图分类】TN72【相关文献】1.一种改进输入级结构的轨至轨运算放大器设计 [J], 宋明歆;关志强2.集成运算放大器的特性及其在音频放大器中的应用（十一）——低THD轨到轨运算放大器MAX4475家族 [J], 张达3.一种轨到轨恒定增益差分运算放大器设计 [J], 刘浩男;4.一种恒跨导输入级轨到轨运算放大器的设计 [J], 王健;朱明魁5.一种基于斩波技术的轨到轨运算放大器的分析与设计 [J], 王丹;郭桂良;姜宇;吕英杰;阎跃鹏因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。
Rail to Rail 轨对轨运算放大器
Rail to Rail 轨对轨运放传统的模拟集成器件，如运放、A/D、D/A等，其模拟引脚的电压范围一般都达不到电源，以运放为例，电源为+/-15V的运放，为确保性能（首先是不损坏，其次是不反相，最后是足够的共模抑制比），输入范围一般不要超过+/-10V，常温下也不要超过+/-12V；输出范围，负载10kohm时一般只有+/-11V，小负载电阻(600ohm)时只能保证+/-10V。
这对器件的应用带来很多不便。
rail-to-rail的器件，一般都是低压器件（+/-5V 或single +5V），输入输出电压都能达到电源（输入甚至可以超过）。
其原理上的秘诀便在于电流模＋NPN/PNP互补输入结构。
rail-to-rail器件的某些设计思想，对我们自己设计电路也可以提供一些有益的思路。
现在rail-to-rail的单电源模拟器件已形成系列（如MAXIM,AD,TI等），在许多对性能（精度）要求不高的场合，我们可以考虑全部采用单+5V甚至+2.7V的模拟器件来构成我们的系统，这样模拟电路和数字电路便可以公用一个电源（不过要注意电源去耦）。
而且这类器件大量采用SOT封装，有利于设计出体积功耗都很小的产品。
rail-to-rail，即“轨至轨”，有时也称为“满摆幅”，是指输出(或输入)电压范围与电源电压相等或近似相等。
从输入方面来讲，其共模输入电压范围可以从负电源电压到正电源电压；从输出方面来讲，其输出电压范围可以从负电源电源到正电源电压。
也可以说，这是一个与供电电压密切相关的特性，对器件的输入或输出无失真动态范围有很大的影响，当ΔV 很小时(10mV--100mV)，无失真动态范围最小电压为VSS+ΔV，最大值为VCC-ΔV，具有这样动态范围的运放就叫Rail to Rail运放。
理想状态下，器件的正常工作输入与输出电压范围可同时达到运放正负电源端的电压范围。
实际上，器件很难达到真正的“轨至轨”。
比较常见的“轨至轨”表现方式有，输入rail-to-rail；输入达到或超过Vee；输出比较接近rail-to-rail；在同一器件上的输入/输出实现（或接近）rail-to-rail。
一种低压、恒跨导、轨对轨CMOS运算放大器设计
关键 词 ：低 压 ；恒跨 导 ；轨 对轨 ； 动 电流 源 浮 中 图分 类 号 ： ＴＮ４ ２ ３ 文献标识码： Ａ 文章 编 号 ：０ ９ ３ ４ （０ ０２ — １ ０ ０ １ ０ — ０ ４２ １ ）８ ８ ４ — ４
Ｉ ＳＳＮ １ ０ — ０ ４ Ｏ ９ ８ ４
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Ｃ ｍ ｕ Ｋ ｏ ｌ ｇ ｎ ｅ ｈ ｏ ｇ ｏ ｐ ￣ｒ ｎ ｗｅ ｅａ ｄＴ ｃ ｎ ｌ ｙ电脑 知 识 与技术 ｄ ｏ
高增益低失调轨对轨运算放大器的研究与设计
高增益低失调轨对轨运算放大器的研究与设计一、本文概述随着现代电子技术的飞速发展，运算放大器作为电子系统的核心组件，其性能的提升对整体系统的优化起着至关重要的作用。
特别是在许多高精度、低功耗的应用场景下，对运算放大器的性能要求愈发严格。
增益、失调电压和轨对轨输入输出特性是评价运算放大器性能的重要指标。
本文致力于研究与设计一种具有高增益、低失调电压以及轨对轨输入输出特性的运算放大器，以满足现代电子系统对高性能运算放大器的迫切需求。
本文将首先分析现有运算放大器的基本原理和性能指标，探讨影响增益、失调电压和轨对轨特性的关键因素。
在此基础上，本文将提出一种新型运算放大器的设计思路，包括电路拓扑结构的选择、关键元件的参数优化、以及制造工艺的考虑等。
通过理论分析和仿真验证，本文将展示所设计运算放大器在增益、失调电压和轨对轨特性方面的优越性能。
本文还将对所设计运算放大器在实际应用中的表现进行评估，包括其在不同工作条件下的稳定性、功耗以及噪声特性等。
通过与其他同类产品的对比，本文将证明所设计运算放大器在性能上的优越性和实用性。
本文旨在研究与设计一种高性能的运算放大器，以满足现代电子系统对运算放大器性能的不断提升的需求。
通过理论分析和实验验证，本文将展示所设计运算放大器在增益、失调电压和轨对轨特性方面的卓越性能，为电子系统的优化和升级提供有力的技术支持。
二、轨对轨运算放大器的基本原理轨对轨运算放大器（RailtoRail Operational Amplifier，简称RROA）是一种特殊的运算放大器，其最大特点是输出电压范围可以接近电源电压的轨对轨（RailtoRail），即输出摆幅接近电源的正负电压，从而大大提高了放大器的动态范围和输出能力。
轨对轨运算放大器的基本原理主要基于其独特的电路设计和先进的制造工艺。
传统的运算放大器在输出电压接近电源电压的轨道时，由于内部器件的非线性效应和电源电压的限制，往往会出现输出失真或摆幅不足的问题。
基于单差分对输入级的新型轨到轨运算放大器设计
第１３卷㊀第４期Ｖｏｌ．１３Ｎｏ．４㊀㊀智㊀能㊀计㊀算㊀机㊀与㊀应㊀用ＩｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔＣｏｍｐｕｔｅｒａｎｄＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ㊀㊀２０２３年４月㊀Ａｐｒ．２０２３㊀㊀㊀㊀㊀㊀文章编号：２０９５－２１６３（２０２３）０４－０１６７－０７中图分类号：ＴＮ４３２文献标志码：Ａ基于单差分对输入级的新型轨到轨运算放大器设计黄志鹏１，马㊀奎１，２，张㊀晶１（１贵州大学大数据与信息工程学院，贵阳５５００２５；２贵州大学贵州省微纳电子与软件技术重点实验室，贵阳５５００２５）摘㊀要：本文基于ＣＭＯＳ工艺设计了一种新型的轨到轨集成运算放大器㊂对比分析传统轨到轨输入级设计的优劣，该运放选择采用单差分对输入级结构，使用耗尽型ＮＭＯＳ管作为输入对管，利用耗尽型ＮＭＯＳ管的体效应以及对输入级电路结构的优化，实现轨到轨输入，以ＡＢ类输出级结构实现轨到轨输出㊂经过Ｃａｄｅｎｃｅ仿真验证，工作在５Ｖ单电源供电下，共模输入电压范围可以实现满轨０ ５Ｖ，增益高达１４１．１ｄＢ，带宽１．７ＭＨｚ，相位裕度５５．４ʎ，具有较低的输入失调电压２６４μＶ㊁输入偏置电流９ｐＡ㊂整体电路实现了近乎满轨的轨到轨的输出电压摆幅，达到轨到轨运算放大器的设计要求㊂关键词：运算放大器；轨到轨；ＣＭＯＳ；单差分对输入级Ｄｅｓｉｇｎｏｆａｎｅｗｒａｉｌ－ｔｏ－ｒａｉｌｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌａｍｐｌｉｆｉｅｒｂａｓｅｄｏｎｓｉｎｇｌｅｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｐａｉｒｉｎｐｕｔｓｔａｇｅＨＵＡＮＧＺｈｉｐｅｎｇ１，ＭＡＫｕｉ１，２，ＺＨＡＮＧＪｉｎｇ１（１ＣｏｌｌｅｇｅｏｆＢｉｇＤａｔａａｎｄＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＧｕｉｚｈｏｕＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｇｕｉｙａｎｇ５５００２５，Ｃｈｉｎａ；２ＧｕｉｚｈｏｕＰｒｏｖｉｎｃｉａｌＫｅｙＬａｂｏｒａｔｏｒｙｆｏｒＭｉｃｒｏ－Ｎａｎｏ－ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓａｎｄＳｏｆｔｗａｒｅ，ＧｕｉｚｈｏｕＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｇｕｉｙａｎｇ５５００２５，Ｃｈｉｎａ）ʌＡｂｓｔｒａｃｔɔＩｎｔｈｉｓｐａｐｅｒ，ａｎｅｗｒａｉｌ－ｔｏ－ｒａｉｌｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌａｍｐｌｉｆｉｅｒｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄｂａｓｅｄｏｎＣＭＯＳｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．Ｔｈｅａｄｖａｎｔａｇｅｓａｎｄｄｉｓａｄｖａｎｔａｇｅｓｏｆｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｒａｉｌ－ｔｏ－ｒａｉｌｉｎｐｕｔｓｔａｇｅｄｅｓｉｇｎａｒｅｃｏｍｐａｒｅｄａｎｄａｎａｌｙｚｅｄ．Ｔｈｅｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌａｍｐｌｉｆｉｅｒａｄｏｐｔｓｓｉｎｇｌｅ－ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｐａｉｒｉｎｐｕｔｓｔａｇｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，ｕｓｅｓｅｘｈａｕｓｔｅｄＮＭＯＳｔｕｂｅａｓｉｎｐｕｔｐａｉｒｔｕｂｅ，ｕｓｅｓｔｈｅｖｏｌｕｍｅｅｆｆｅｃｔｏｆｅｘｈａｕｓｔｅｄＮＭＯＳｔｕｂｅａｎｄｏｐｔｉｍｉｚｅｓｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔｓｔｒｕｃｔｕｒｅｏｆｉｎｐｕｔｓｔａｇｅｔｏｒｅａｌｉｚｅｒａｉｌ－ｔｏ－ｒａｉｌｉｎｐｕｔ，ｔｈｅｒｅａｆｔｅｒｕｓｅｓＡＢｃｌａｓｓｏｕｔｐｕｔｓｔａｇｅｓｔｒｕｃｔｕｒｅｔｏｒｅａｌｉｚｅｒａｉｌ－ｔｏ－ｒａｉｌｏｕｔｐｕｔ．ＴｈｒｏｕｇｈＣａｄｅｎｃｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｖｅｒｉｆｉｃａｔｉｏｎ，ｗｏｒｋｉｎｇｕｎｄｅｒ５Ｖｓｉｎｇｌｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ，ｔｈｅｃｏｍｍｏｎｍｏｄｅｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｒａｎｇｅｃａｎａｃｈｉｅｖｅｆｕｌｌｒａｉｌ０ ５Ｖ，ｇａｉｎｕｐｔｏ１４１．１ｄＢ，ｂａｎｄｗｉｄｔｈ１．７ＭＨｚ，ｐｈａｓｅｍａｒｇｉｎ５５．４ʎ，ｌｏｗｉｎｐｕｔｏｆｆｓｅｔｖｏｌｔａｇｅ２６４μＶ，ｉｎｐｕｔｂｉａｓｃｕｒｒｅｎｔ９ｐＡ．Ｔｈｅｗｈｏｌｅｃｉｒｃｕｉｔｒｅａｌｉｚｅｓｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｓｗｉｎｇｏｆｎｅａｒｌｙｆｕｌｌｒａｉｌａｎｄｍｅｅｔｓｔｈｅｄｅｓｉｇｎｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓｏｆｒａｉｌｔｏｒａｉｌｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌａｍｐｌｉｆｉｅｒ．ʌＫｅｙｗｏｒｄｓɔｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌａｍｐｌｉｆｉｅｒ；ｒａｉｌ－ｔｏ－ｒａｉｌ；ＣＭＯＳ；ｓｉｎｇｌｅｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｐａｉｒｉｎｐｕｔｓｔａｇｅ作者简介：黄志鹏（１９９８－），男，硕士研究生，主要研究方向：运算放大器㊁功率集成电路等模拟集成电路设计；马㊀奎（１９８５－），男，博士，教授，主要研究方向：半导体集成技术㊁三维集成技术㊁功率器件和功率集成电路㊂通讯作者：马㊀奎㊀㊀Ｅｍａｉｌ：ｋｍａ＠ｇｚｕ．ｅｄｕ．ｃｎ收稿日期：２０２２－０５－０５０㊀引㊀言随着集成电路产业的不断发展，以及日益增长的芯片性能需求，运算放大器作为集成电路芯片模块的一部分，研发出一款性能优良的运算放大器则尤为必要㊂在芯片设计性能正朝着低功耗目标迈进的背景下，电源电压不断降低，信号传输的幅度也随之降低，因此信号受到的噪声影响也相对更加明显，而如能提高信号的输入输出幅度，不仅能充分利用功耗，还能降低噪声影响［１］㊂因此轨到轨运算放大器设计理念被提出，轨到轨运算放大器能够实现最大的输入输出摆幅，其共模输入范围往往能够从负电源到正电源，输出信号也可以近似正负电源摆幅㊂轨到轨的输出实现比较容易，难点往往在于如何实现轨到轨的输入㊂传统的ＣＭＯＳ轨到轨运算放大器输入端往往采用２对ＭＯＳ管，ＰＭＯＳ和ＮＭＯＳ进行并联并构成互补差分对结构，这种结构通过ＮＭＯＳ与ＰＭＯＳ的交替工作，虽然能够达到负电源至正电源的共模输入范围㊁实现轨到轨输入［２］，但是由于其交替工作时，输入级的等效跨导是ＮＭＯＳ与ＰＭＯＳ的叠加，导致其往往不能很好地实现跨导恒定［３］㊂跨导在不同工作电压区域内的不恒定将会提升电路频率补偿的难度，同时单位增益带宽也会随电压的不同而发生变化㊂因此传统的改进方法往往要增加一个恒跨导电路设计［４］㊂这无疑增加了设计难度和电路的复杂度㊂如果采用单对互补ＭＯＳ管形成的差分对结构，能够很大程度避免跨导不稳定的问题，但是为了达到轨到轨输入，往往引入电荷泵，电荷泵也会增加设计复杂性以及工艺集成的难度［５］㊂本文设计了一种单差分对输入的新型轨到轨集成运算放大器，输入级采用一对特殊工艺下的耗尽型ＮＭＯＳ，以此实现轨到轨输入，能够兼顾轨到轨输入与跨导匹配性，减少失调㊂同时简化了电路，提高电路设计过程中的容错率㊂另外，采用ＡＢ类结构作为输出级，并设计了对应的偏置电路㊂该运放能够适用于５Ｖ的工作电压，具有较高的共模抑制比㊁较大的轨到轨输入范围，能够实现０ ５Ｖ满轨的共模输入电压范围，以及近乎满轨的输出电压范围㊂１㊀新型轨到轨输入级电路设计１．１㊀电路设计分析目前主流的轨到轨输入级设计，大部分是采用双差分对管做输入管㊁例如，在图１（ａ）中，分别由一对ＮＭＯＳ管㊁即Ｍ１㊁Ｍ４，一对ＰＭＯＳ管㊁即Ｍ２㊁Ｍ３，按照Ｎ㊁Ｐ管并联，上下两电流源Ｉ２与Ｉ１，分别为ＰＭＯＳ对管和ＮＭＯＳ对管提供偏置电流㊂ＮＭＯＳ管的阈值电压一般为正值，ＰＭＯＳ管的阈值电压一般为负值，而Ｎ㊁Ｐ管的并联互补差分连接，使得无论共模输入电压是正或负，都能实现信号的输出，因此共模输入电压能够实现负电源至正电源的输入范围，即轨到轨的输入㊂双差分对轨到轨输入级，最大的困难便是工作时保持跨导恒定㊂当共模输入电压从负电源开始上升至正电源电压过程中，该电路有３个工作区间：（１）输入级的Ｐ管导通㊁Ｎ管关闭，输入级跨导为：Ｇｍ１＝Ｇｍｐ＝μｐＣｏｘＷ１Ｌ１Ｉ２（１）㊀㊀（２）输入级的Ｐ管导通㊁Ｎ管导通，输入级跨导为：Ｇｍ２＝Ｇｍｐ＋Ｇｍｎ＝μｐＣｏｘＷ１Ｌ１Ｉ２＋μｎＣｏｘＷ２Ｌ２Ｉ１（２）（３）输入级的Ｎ管导通㊁Ｐ管关闭，输入级跨导为：Ｇｍ３＝Ｇｍｎ＝μｎＣｏｘＷ２Ｌ２Ｉ１（３）㊀㊀其中，Ｇｍｐ㊁Ｇｍｎ分别表示输入管ＰＭＯＳ㊁ＮＭＯＳ的跨导㊂由以上推导公式可知，其输入级的跨导是随输入共模电压而变化的㊂而调节Ｎ㊁Ｐ管的宽长比以及上下尾电流源电流大小，能够保持Ｇｍ１＝Ｇｍ３，即单对Ｎ管㊁或单对Ｐ管工作时，跨导恒定，但是当Ｎ管㊁Ｐ管同时工作时，跨导则变为原来单管工作时的２倍㊂所以双差分对管的输入级结构难以做到输入的跨导恒定㊂不恒定的跨导，导致电路频率补偿变得复杂，有部分设计通过改进频率补偿，来解决这个问题［６］㊂其他大部分的设计则是改良恒跨导电路，从根本上实现恒跨导［７］㊂早期的研究设计提出的恒跨导改良思路如图１（ｂ）所示，给出补充的尾电流结构，通过设计开关电路，使得电路工作在不同输入电压下，尾电流也不同，而尾电流的大小决定了公式中跨导的值，以此实现跨导恒定［８］㊂该思路广泛应用于如今双差分对恒跨导电路的改良设计上，如采用直流电平移位和两路复用选择器控制技术，实现输入级恒跨导［９］㊂再如采用前馈型恒电流控制电路，对不同工作状态时尾电流的大小进行控制［１０］㊂通过上述电路的改良，往往能够解决不同工作状态下，跨导不恒定的问题，但随之而来地在电路结构设计上往往更加复杂，增大了设计困难㊂V D D V D D V D DI2I6I4开关电路开关电路S2V i n+M5M6M7M8V i n-S1I1V i n-I5I3M4M3M2M1V i n+（ａ）改良前㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀（ｂ）改良后㊀㊀图１㊀传统双差分对轨到轨输入级Ｆｉｇ．１㊀Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌｄｕａｌｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｒａｉｌ－ｔｏ－ｒａｉｌｉｎｐｕｔｓｔａｇｅ㊀㊀为了实现轨到轨输入，则引入了双差分对管，这导致跨导匹配的困难，当然如果采用单差分对管则不用考虑这些困难，图２（ａ）是普通的互补差分输入级，这样一来跨导是容易匹配的㊂但是同时，普通的单差分对输入级要如何实现轨到轨输入又成为了一个问题㊂普遍的解决思路，是引入电荷泵结构，对共模输入进行拓展［５］㊂图２（ｂ）则是一种改良的电荷泵轨到轨输入级，电路中的电压由电源和电荷泵共８６１智㊀能㊀计㊀算㊀机㊀与㊀应㊀用㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第１３卷㊀同提供㊂由图２（ｂ）可看到，当电路工作时，能够使得输入Ｐ对管电压超过电源最高供压，而超过的这部分则由电荷泵来提供㊂按照这一思路可以同时设计提供正电压与负电压的电荷泵，２个电荷泵分别应对地轨和电源轨的输入，使其实现轨到轨共模输入电压范围㊂而电荷泵需要高的带负载能力，这往往需要设计大的电容，就又增加了集成的难度㊂V i n+V i n-I 1I 2I 4M 6M 5M 3M 4电荷泵V D D V i n-V i n+M 1M 2V D DI 3V o u t （ａ）改良前㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀（ｂ）改良后㊀㊀图２㊀传统单差分对轨到轨输入级Ｆｉｇ．２㊀Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌｓｉｎｇｌｅｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｒａｉｌ－ｔｏ－ｒａｉｌｉｎｐｕｔｓｔａｇｅ１．２㊀本文设计本文提出了一种新的轨到轨输入级设计，不用进行复杂的跨导匹配，大大简化了电路结构，采用传统的单差分对管输入级㊂改变传统的电荷泵设计思路，转而采用特殊的耗尽型输入器件来实现轨到轨的共模输入范围㊂输入级整体电路设计如图３所示㊂图３中，Ｎ２１㊁Ｎ２２为输入差分对管，采用共源级输入，Ｎ２１㊁Ｐ１２构成折叠式共源共栅结构，同样地，Ｎ２２㊁Ｐ１４也采用折叠式共源共栅结构，Ｐ８㊁Ｐ９㊁Ｐ１３构成电流镜结构㊂Ｎ１１与Ｎ２０，Ｎ２４与Ｎ２６，Ｎ２８与Ｎ５０分别构成３组电流镜㊂Ｐ６㊁Ｐ７管通过偏置电压开启，分别为下方２个电流镜Ｎ１１与Ｎ２０㊁Ｎ２４与Ｎ２６，提供可供镜像的电流㊂整个输入级采用折叠式共源共栅结构，其目的是为了获取较高的电压输出摆幅以及更高的增益，同时该结构下共模输入电平更易选取［１１］㊂Ｎ２８㊁Ｎ５０构成的电流镜结构作为输出的负载，能够提高输出电阻以及增益㊂㊀㊀在本设计中，共模输入电压范围能够实现地轨至电源轨的满轨的共模输入电压㊂输入对管栅极的电压，可以输入超过上下轨部分范围的电压，依旧正常启动工作，这使得设计参数时容错率更高㊂Ｎ２１㊁Ｎ２２采用的是Ｎ沟道耗尽型晶体管，在栅压为０Ｖ时其阈值电压大约为－０．６Ｖ，为了保证到地轨的共模输入电压范围，Ｎ１１㊁Ｎ２０构成的电流镜至多可以预留出０．６Ｖ的电压降㊂当输入管的栅极电压逐渐下降时，输入管源极电压也跟随下降，但是为了确保电流镜工作在饱和区㊁为差分对管提供稳定的偏置电流，其饱和压降分配的电压不能超过预留的０．６Ｖ，而实际设计中，该电流镜Ｎ管饱和压降，大概在０．２Ｖ左右，所以输入管源极电压比地轨高出大约０．２Ｖ㊂为使输入管耗尽型ＮＭＯＳ能够正常开启，ＶＧＳ－Ｖｔｈ＞０，栅极的电压最低能够达到地轨下约０．４Ｖ㊂如果栅极电压继续降低，将会导致输入对管截止或者作为尾电流源的Ｎ１１㊁Ｎ２０管工作在线性区，从而不能够提供恒定的偏置电流㊂V S V b i a sP 6V SP 7V S V SV SV SP 8P 9P 13P 14P 12P 10P 11N 22N 21V O U T 1V SV SV PG S G SN 11N 20G S G SG S G SG SG SN 24N 26N 28N 50V MG S图３㊀输入级电路Ｆｉｇ．３㊀Ｉｎｐｕｔｓｔａｇｅｃｉｒｃｕｉｔ㊀㊀同时可以使用Ｎ２１㊁Ｎ２２管的体效应来实现到达电源轨的共模输入电压范围，ＭＯＳ管的源极与衬底之间的偏压往往会对ＭＯＳ管的阈值电压产生影响，其关系满足下式：Ｖｔｈ＝Ｖｔｈ０＋γ㊃［｜２φ＋ＶＳＢ｜－｜２φ｜］（４）㊀㊀其中，Ｖｔｈ０表示不考虑体效应时的理想阈值；ＶＳＢ为ＭＯＳ管源极与衬底之间的压降；其他参数为器件本身固定的参数看作常数㊂通过式（４）很容易看出随着ＭＯＳ管源极与衬底之间的压降增大，实际的阈值电压ｖｔｈ也随之变大㊂随着输入管栅极的共模输入电压由地轨的电压向着电源轨不断增大，输入管源极的电压也随着非线性地增大，由于体效应的影响，实际的输入ＮＭＯＳ耗尽型管阈值电压也会慢慢变化，逐渐由负转正并增大㊂当栅极电压接近上轨电压时，输入管的阈值电压大约为＋０．６Ｖ，在设计中Ｐ９㊁Ｐ１３需要预留大约０．２Ｖ的电压来使导管处于饱和状态，而Ｎ２１㊁Ｎ２２处于饱和状态，最少需要的预留电压为０．１Ｖ㊂当栅极输入电源电压为５Ｖ时，要保障输入管正常开启，此时输入管源极电位最高为４．４Ｖ左右，与电源电压差约０．６Ｖ，而保障Ｐ９㊁９６１第４期黄志鹏，等：基于单差分对输入级的新型轨到轨运算放大器设计Ｐ１３㊁Ｎ２１㊁Ｎ２２处于饱和状态，只要大约０．３Ｖ的预留电压，所以０．６Ｖ的预留电压完全足够㊂而栅极电压的继续增大㊁且当超过５．３Ｖ时将会导致Ｎ２１㊁Ｎ２２处于线性区或者Ｐ９㊁Ｐ１３处于线性区，从而不能提供恒定的偏置电流㊂本设计中，输入管的跨导几乎不随输入共模电压而变化，对于单对的耗尽型ＮＭＯＳ输入管来说，其跨导满足以下关系：Ｇｍ＝Ｇｍｎ＝μｎＣｏｘＷＬＩｎ（５）㊀㊀其中，Ｉｎ为流经ＭＯＳ的电流，其他为器件参数㊁在确定工艺后为常数㊂工作中ＭＯＳ管的跨导仅与流经其内的电流有关，而对于本设计的输入管来说，其尾电流是恒定的，由Ｎ１１㊁Ｎ２０管组成的电流镜控制，即跨导也是恒定的㊂以此也可实现恒跨导㊂２㊀轨到轨集成运放电路设计及分析２．１㊀偏置电路设计偏置电路能够为输入级／输出级提供固定的偏置电压，通过实际的输入输出级电路偏置需求设计偏置电路的结构与参数，偏置电压往往做启动管的启动电压，配合启动管产生合适的基准电流，为后级输入级／输出级提供稳定的电压㊁电流㊂本设计中的偏置电路设计如图４所示㊂图４中，Ｐ１㊁Ｎ２构成启动回路，Ｎ１是ＭＯＳ管做电容连法与电阻Ｒ１组成启动隔离㊂Ｐ１㊁Ｐ２管构成电流镜，Ｐ３㊁Ｐ４㊁Ｐ５管也构成电流镜，电源开启后，启动电路产生固定的电流，经过输出回路Ｐ５㊁Ｎ８路镜像到Ｐ３支路的电流分流后，流入Ｐ１，产生的恒定电流镜像到Ｐ２支路㊁Ｐ４管的电流也是恒定的，镜像于Ｐ５管，最终流向Ｒ２㊁Ｎ５支路的电路也是恒定的㊂通过改变Ｒ２的电阻值能够改变该支路两端的电压差，从而控制Ｎ４㊁Ｎ６㊁Ｎ９的栅极电压，可以通过改变Ｎ９的栅压来控制Ｐ５㊁Ｎ８㊁Ｎ９回路，以此控制输出基准电压㊂２．２㊀输出级电路设计输出级电路采用浮动ＡＢ类输出结构，输出级电路设计如图５所示㊂图５中，Ｐ１８㊁Ｎ５１㊁Ｎ５２为启动电路，接入偏置电路的偏置电压后Ｐ１８开启，产生基准电流㊂Ｎ５１㊁Ｎ５３和Ｎ５２㊁Ｎ５４分别构成电流镜结构，为Ｐ１９㊁Ｐ２０提供基准电流，Ｐ１９㊁Ｐ２１㊁Ｐ２５构成电流镜结构，Ｐ１９将电流镜像给Ｐ２１㊁Ｐ２５为各自支路提供偏置电流㊂Ｎ５２㊁Ｎ５４㊁Ｎ５７构成电流镜结构，可以把启动电路的基准电流镜像到Ｎ５７管㊂Ｎ５１㊁Ｎ５２栅漏短接也可以利用Ｎ５１栅极电压为Ｎ５５㊁Ｎ５６提供偏置电压，而Ｐ１９㊁Ｐ２０栅漏短接，利用Ｐ２０的栅极也可以为Ｐ２３提供偏置电压㊂Ｐ２２㊁Ｐ２４作为输出级的信号输入管㊂Ｐ２３㊁Ｎ５５㊁Ｎ６６㊁Ｐ２６㊁Ｎ６１构成ＡＢ类偏置电路，为了获得轨到轨输出范围，输出管往往采用共源级连接［１２］㊂Ｒ６㊁Ｃ３５构成米勒补偿电路㊂V b i a sV SV SV SV SV SV SP1P2P3P4P5G SN1N3N5R2N2G SR1G SG SG SN6N4G SN9N7G SG SC2C1N8图４㊀基准偏置电路Ｆｉｇ．４㊀ＲｅｆｅｒｅｎｃｅｂｉａｓｃｉｒｃｕｉｔV SP15P18P19P21P25V SV SP26N55G SG SN56P24G SC3V SP23P20V SV SV SV SP16V O U T1V SV b i a sV SP22G SG SN54N53N51N52G SG S G SG SG SG SG SG SN58N59N60G SN57N61G SG S R6C35V O U T图５㊀输出级电路Ｆｉｇ．５㊀Ｏｕｔｐｕｔｓｔａｇｅｃｉｒｃｕｉｔ㊀㊀当输入级输入的电压信号电压开始增大时，经过Ｐ２４管，使得Ｐ２４管源极㊁Ｐ２６管栅极和Ｐ２３源极电压上升，流经Ｐ２４管电流增大，由于Ｐ２３管栅极电压恒定，所以流经Ｐ２３管的电流也增大，而Ｐ２２㊁Ｃ３的作０７１智㊀能㊀计㊀算㊀机㊀与㊀应㊀用㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第１３卷㊀用可以过滤掉高频信号的影响㊂由于Ｐ２５的电流恒定，Ｎ５５工作在饱和区㊁Ｎ５６始终工作在线性区，Ｎ５㊁Ｎ５６支路的电流必然减小㊂因此流经Ｐ２３与流经Ｎ５５㊁Ｎ５６支路的电流总和是减少的，由于Ｎ５７为恒流源，所以相应的Ｎ５８ Ｎ６０支路电流增加㊂Ｎ５８ Ｎ６０栅漏短接，３个导管可以类比于大的电阻，通过调节导管的参数可以调节其电阻值，当流经该支路的电流增大，Ｎ６１的栅极电位也相应升高㊂所以当输入信号电压升高，Ｐ２６㊁Ｎ６１栅极电压也同时升高㊂反之，当输入信号电压降低时，Ｐ２６栅极的电压随之降低，流经Ｐ２４的电流减少，Ｐ２３支路与Ｎ５５㊁Ｎ５６支路的电流总和增加，这会导致Ｎ５８ Ｎ６０支路流经电流减少，因此降低Ｎ６１栅极电压，Ｐ２６㊁Ｎ６１电压同时降低㊂所以该结构能够使Ｎ６１管与Ｐ２６管压差始终保持在一个恒定值，不论输入电压如何变化，输出管Ｎ６１㊁Ｐ２６压差都保持恒定㊂３㊀仿真验证及优化３．１㊀输入对管功能仿真在上文输入级设计中，为保证输入共模范围在地轨至电源轨满轨电压范围内变化，在整体仿真前需要进行相关验证，以确保后续仿真不出错㊂该运放设计的工作电压为５Ｖ，因此，整个运放的上轨电压为５Ｖ，下轨电压接地为０Ｖ㊂按照上文设计的需求，当输入共模电压为０Ｖ时，此时Ｎ２１㊁Ｎ２２阈值电压为－０．６Ｖ，Ｎ１１㊁Ｎ２０构成的电流镜工作时的漏源电压差大概０．２Ｖ左右，即比地轨高出０．２Ｖ㊂实测中，在Ｎ２１端加０Ｖ的电压，测量输入对管Ｎ２１㊁Ｎ２２的源极瞬态电压值㊂测量结果如图６所示㊂由图６可知，结果符合预期㊂00.0020.0040.0060.0080.010t /s(4.113m s ,0.626V )1.51.00.5U /V图６㊀０Ｖ共模输入时对管源极电位Ｆｉｇ．６㊀Ａｔ０Ｖｃｏｍｍｏｎ－ｍｏｄｅｉｎｐｕｔ，ｔｈｅｐｏｔｅｎｔｉａｌｏｆｔｈｅｔｕｂｅｓｏｕｒｃｅ㊀㊀当输入共模电压为电源轨电压５Ｖ时，此时Ｎ２１㊁Ｎ２２阈值电压为０．６Ｖ，由于分配给Ｐ９㊁Ｐ１３源漏电压为０．２Ｖ，Ｎ２１㊁Ｎ２２漏源电压为０．１Ｖ，所以测量Ｎ２１源极的电位应该在４．４Ｖ左右㊂实测中，在Ｎ２１端加５Ｖ的电压，测量输入对管Ｎ２１㊁Ｎ２２的源极瞬态电压值㊂测量结果如图７所示㊂由图７可知，结果符合预期㊂0.0020.0040.0060.0080.010t /s(5.913m s ,4.388V )5.55.04.54.03.53.0U /V 图７㊀５Ｖ共模输入时对管源极电位Ｆｉｇ．７㊀Ａｔ５Ｖｃｏｍｍｏｎ－ｍｏｄｅｉｎｐｕｔ，ｔｈｅｐｏｔｅｎｔｉａｌｏｆｔｈｅｔｕｂｅｓｏｕｒｃｅ３．２㊀共模输入电压范围仿真分析将运放连接成跟随器形式，通过改变输入电压，测量跟随器的输出端电压变化，其中输出电压斜率为１的部分为共模输入电压范围㊂在５Ｖ电压下，输入电压由－０．４至５．３Ｖ进行扫描，输入共模电压范围为０ ５Ｖ，实现满轨的输入，如图８所示㊂在图８中，超出上下轨范围的输入电压由于电源轨和地轨本身限制，值局限于上下轨电压，共模输入电压最低为０Ｖ㊁最高为５Ｖ㊂543210-1123456U /VU /V（5V ,5V ）（0V ,0V ）图８㊀共模输入电压范围Ｆｉｇ．８㊀Ｃｏｍｍｏｎｍｏｄｅｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｒａｎｇｅ１７１第４期黄志鹏，等：基于单差分对输入级的新型轨到轨运算放大器设计３．３㊀整体电路其他重要指标仿真分析基于ＣＭＯＳ工艺，实现了整体轨到轨运算放大器的设计，并且采用ＣａｄｅｎｃｅＳｐｅｃｔｒｅ软件进行了仿真㊂整体电路为单电源供电，在电源电压为５Ｖ㊁共模电平为２．５Ｖ的条件下，得到仿真结果㊂图９为运放工作在５Ｖ电源电压下，输入正弦波信号，正弦信号峰值谷值㊁在保证运放正常工作条件下，超过上下轨电压部分范围，由于电源电压限制，将输出截止失真的正弦信号，这便于观察最大输出电压摆幅，截止部分即为输出摆幅上下限㊂从图９中可以看出，输出电压摆幅为４μＶ ４．９８８Ｖ，验证了轨到轨的输出，近乎满轨㊂0.0020.0040.0060.0080.010t /s（2.53m s ,4.998V ）6543210-1U /V（7.55m s ,4.133E -6V ）V o u tV i n图９㊀输出摆幅仿真Ｆｉｇ．９㊀Ｏｕｔｐｕｔｓｗｉｎｇｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ㊀㊀图１０为运放的幅频㊁相频特性仿真结果㊂从图１０的幅频特性曲线中可以看出，其增益为１４１．１ｄＢ，带宽为１．６５ＭＨｚ㊂根据图１０中的相频特性曲线可以看出，其相位裕度为５５．４ʎ㊂150100500-50-10010-210-1100101102103104105106107108109（a ）幅频特性（1.65M H z ，0d B ）（1.65M H z ，-124.6?）10-210-1100101102103104105106107108109（b ）相频特性f /H z f /H z 500-50-100-150-200-250-300G /d B/（）(0.01H z ,141.1d B )图１０㊀增益㊁带宽及相位裕度仿真Ｆｉｇ．１０㊀Ｇａｉｎ，ｂａｎｄｗｉｄｔｈａｎｄｐｈａｓｅｍａｒｇｉｎｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ㊀㊀图１１为运放失调电压㊁输入失调电流㊁输入偏置电流的仿真结果㊂由仿真结果可知，常温下，输入失调电压为２．６４ｍＶ，输入失调电流为０．００１ｐＡ，输入偏置电流为９．２６ｐＡ，该设计运放的输入失调电流和输入偏置电流都极低，符合设计的预期㊂0.00030.00020.0001-0.0001-0.0002-0.0003U o s /m V5.00E -140.00E +00-5.00E -14-1.00E -13-1.50E -13-2.00E -13-2.50E -13I o s /A2.00E -090.00E +00-2.00E -09-4.00E -09-6.00E -09-8.00E -09-1.00E -08-1.20E -08-1.40E -08I b /A -60-40-20020406080100120140-60-40-20020406080100120140-60-40-20020406080100120140输入偏置电流输入失调电流输入失调电压（25℃,-9.2645E -12A ）（25℃,1E -15A ）（25℃,2.641E -4m V ）T /℃图１１㊀输入的失调电压㊁失调电流及偏置电流仿真Ｆｉｇ．１１㊀Ｉｎｐｕｔｏｆｆｓｅｔｖｏｌｔａｇｅ，ｏｆｆｓｅｔｃｕｒｒｅｎｔａｎｄｂｉａｓｃｕｒｒｅｎｔｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ㊀㊀图１２为运放的转换速率仿真，输入方波信号，在上升沿时观察输出信号电压由０Ｖ跳变到５Ｖ的时间，以此测出电压的转换速率，经计算为１．７Ｖ／μｓ㊂543210-0.50.51.01.52.02.53.03.5V o u tV i nU /Vt /μs图１２㊀转换速率仿真曲线Ｆｉｇ．１２㊀Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｒａｔｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｃｕｒｖｅ㊀㊀表１为本设计与工作电压相近的轨到轨ＣＭＯＳ运放进行的相关仿真参数对比㊂表１中对比的设计都是近些年的轨到轨输入输出设计，从数据对比可以看出，本设计在实现轨到轨输入输出时具有极大的优势，同时具有较大的增益㊂另外，也基本实现了低的输入失调电压和低的输入偏置电流，与设计［１３］低失调的轨到轨输入／输出ＣＭＯＳ运放设计的表中参数相当㊂总之，该运放在轨到轨输入输出层面上，能够实现满轨输入，同时具有较大的输出摆幅㊂相对于同类设计，本设计运放具有非常大的增益，同时基本具有低失调的特性㊂２７１智㊀能㊀计㊀算㊀机㊀与㊀应㊀用㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第１３卷㊀表１㊀参数对比Ｔａｂ．１㊀Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｏｆｐａｒａｍｅｔｅｒｓ设计工作电压／Ｖ输入共模范围／Ｖ输出摆幅／Ｖ开环增益／ｄＢ单位增益带宽／ＭＨｚ相位裕度／（ʎ）输入失调电压／μＶ输入偏置电流／ｐＡ转换速率／（Ｖ㊃μｓ－１）２０１９［１３］５．００ ５．０１０９ｍ－４．７１１１８．０１０．００６３．０１００２．００６．０２０２０［１４］３．３０ ３．３６．８ｍ－３．２５９４．８６．６０６０．８９．３本文５．００ ５．０４μ－４．９９８１４１．１１．６５５５．４２６４９．２６１．７４㊀结束语本文设计了一种新型的单差分对输入级轨到轨运算放大器，采用耗尽型ＮＭＯＳ管作为输入级，并利用输入管的体效应，最终实现了地轨至电源轨０５Ｖ范围的轨到轨共模输入㊂通过对输入对管源极电位的仿真，验证了差分对管的阈值优化结果符合预期㊂将输入级运用到整体电路中，整体仿真结果符合预期，该设计具有较大的输出电压摆幅㊁较大的增益，同时基本实现了低的输入失调电压与低的输入偏置电流㊂参考文献［１］李有慧．一种输入输出轨到轨ＣＭＯＳ运算放大器的设计［Ｊ］．电子科技，２０１５，２８（０６）：１６５－１６９．［２］ＬＩＵＹａｎ，ＺＨＡＯＹｉｑｉａｎｇ，ＺＨＡＮＧＳｈｉｌｉｎ，ｅｔａｌ．Ａｌｏｗｐｏｗｅｒａｎｄｌｏｗｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｒａｉｌ－ｔｏ－ｒａｉｌｉｎｐｕｔ／ｏｕｔｐｕｔａｍｐｌｉｆｉｅｒｕｓｉｎｇｃｏｎｓｔａｎｔｃｕｒｒｅｎｔｔｅｃｈｎｉｑｕｅ［Ｊ］．ＪｏｕｒｎａｌｏｆＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｓ，２０１１，３２（０４）：１０９－１１２．［３］龚正辉，常昌远．一种低压㊁恒增益Ｒａｉｌ－ｔｏ－ｒａｉｌ运算放大器的设计［Ｊ］．电子与封装，２００７（１０）：３７－３９＋４３．［４］谢海情，陈玉辉，王振宇．一种低压低功耗恒跨导轨到轨运算放大器设计［Ｊ］．电子元件与材料，２０２０，３９（１０）：６５－６９．［５］白杨，张万荣，陈昌麟，等．基于常数跨导轨到轨运算放大器的新型电荷泵［Ｊ］．微电子学，２０１５，４５（０１）：４１－４５．［６］陈宏，曾龄宇，胡乔，等．一种用于轨到轨运算放大器的新型频率补偿结构［Ｊ］．微电子学，２０１１，４１（０１）：１５－１８．［７］赵毅，梁蓓．高增益低功耗恒跨导轨到轨ＣＭＯＳ运放设计［Ｊ］．电子设计工程，２０１３，２１（０８）：１２２－１２５．［８］杨依忠．一种低功耗恒跨导ＣＭＯＳ运算放大器的设计［Ｊ］．合肥工业大学学报（自然科学版），２０１０，３３（１０）：１５７６－１５７８．［９］唐俊龙，黄思齐，罗磊，等．一种恒跨导高增益轨到轨运算放大器［Ｊ］．微电子学，２０１８，４８（０４）：４５８－４６２．［１０］张为，彭彦豪，齐步坤，等．前馈型轨到轨恒跨导恒增益ＣＭＯＳ运算放大器［Ｊ］．华中科技大学学报（自然科学版），２０１１，３９（０１）：１９－２３．［１１］刘华珠，黄海云，宋瑞．低功耗轨至轨ＣＭＯＳ运算放大器设计［Ｊ］．半导体技术，２０１１，３６（０６）：４６３－４６５＋４８２．［１２］邢利东，蔡敏．一个低噪声轨到轨输入输出范围的运算放大器［Ｊ］．半导体技术，２００６（１１）：８５９－８６１，８７０．［１３］黄光锐．一种低失调的轨到轨输入／输出ＣＭＯＳ运算放大器的研究与设计［Ｄ］．成都：电子科技大学，２０１９．［１４］秦梦莹．一款低电压低功耗轨到轨运算放大器的研究［Ｄ］．哈尔滨：哈尔滨理工大学，２０２０．（上接第１６６页）［２］刘新雨，吴学勤，王畅，等．自适应巡航控制对驾驶安全性的影响研究［Ｊ］．中国安全科学学报，２０１７，２７（０４）：５３－５９．［３］秦晓辉，梁伯元．协同式自适应巡航技术发展现状及趋势［Ｊ］．现代电信科技．２０１４，４４（０３）：１－７．［４］张亮修，吴光强，郭晓晓．车辆自适应巡航控制系统的建模与分层控制［Ｊ］．汽车工程，２０１８，４０（０５）：５０－５６．［５］刘西，明朗，胡志远．基于ＭＰＣ算法的车辆自适应巡航系统分层控制研究［Ｊ］．重庆理工大学学报（自然科学），２０２１，３５（０３）：５３－６０．［６］钟豪，贾瑞雪．基于模型预测控制的车辆纵向跟车模型分析［Ｊ］．汽车工程师，２０２０（０５）：１４－１６，３９．［７］ＣＡＢＡＮＥＳＩ，ＺＵＢＩＺＡＲＲＥＴＡＡ，ＰＩＮＴＯＣ，ｅｔａｌ．Ｌｉｎｅａｒｔｉｍｅｖａｒｙｉｎｇｍｏｄｅｌｂａｓｅｄｍｏｄｅｌｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅｃｏｎｔｒｏｌｆｏｒｌａｔｅｒａｌｐａｔｈｔｒａｃｋｉｎｇ［Ｊ］．ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＪｏｕｒｎａｌｏｆＶｅｈｉｃｌｅＤｅｓｉｇｎ，２０１７，７５（１）：１－２２．［８］陈奕峰．基于ＭＰＣ的自主车辆协同控制研究［Ｄ］．广州：华南理工大学，２０１８．［９］龚建伟．无人驾驶车辆模型预测控制［Ｍ］．北京：北京理工大学出版社，２０１４．［１０］胡远志，丁晓木，刘西，等．全速域自适应巡航控制方法研究［Ｊ］．汽车安全与节能学报，２０１９，１０（０３）：３５７－３６５．［１１］许月亭，陈虹，季冬冬，等．车辆起步ＭＰＣ控制器设计及ＦＰＧＡ实现［Ｊ］．控制工程，２０１５，２２（０５）：１２－２０．［１２］ＣＨＯＩＷ，ＡＨＮＣ，ＳＯＮＣＷ．ＭＰＣ－ｂａｓｅｄｓｔｅｅｒｉｎｇｃｏｎｔｒｏｌｆｏｒｂａｃｋｗａｒｄ－ｄｒｉｖｉｎｇｖｅｈｉｃｌｅｕｓｉｎｇｓｔｅｒｅｏｖｉｓｉｏｎ［Ｊ］．ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＪｏｕｒｎａｌｏｆＡｕｔｏｍｏｔｉｖｅＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，２０１７，１８（５）：９３３－９４２．３７１第４期黄志鹏，等：基于单差分对输入级的新型轨到轨运算放大器设计。
轨到轨运算放大器的设计
３５６
海 南 大 学 学 报 自 然 科 学 版
２０１１年
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１ 整体结构
１．１ 输入级 输入级主体结构采用的是 电压调整结构 ，即采用一个稳压结构 ，由外部 电源供 电，产生一 个 低遗 失 内部 电压 ，使 得差 分输 入级 的增益 在整 个共模 输 入范 围下都 为 ｇ ．
同样 ，采用 ｇ ／Ｉ 的设计方法，由于增益主要来 自于折叠的差分输人对管 ，其需要驱动 的容性负载大 约为 ２ ｐＦ，所以 ｇ 计算为 １２．５６ Ａ．
收 稿 日期 ：２０１１—０９—０６ 作者简 介：陈思海 （１９６８一），男 ，重庆万州人 ，绵 阳职业技术学 院信 息工 程系副教授
第 ４期
陈思海 ：轨到轨运算放大器 的设 管，就的是尺其寸输也出较摆大幅．篡因被此限 制，对在于 Ｖ轨ＧＳ到ｐ轨—到应 Ｖ用ＤＤ来 一Ｖ说Ｇ是Ｓｎ一 的个范很围严内重，这的曼缺对 。 ｎ＿上一－ｌ１．Ｊ “Ｉ＿ｏ山－ ｌ【＝＝Ｉ ＿
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陈思 海
CMOS轨对轨运算放大器电路
6. 成绩评定
1. “重庆大学本科课程设计管理办法（试行）（重大校 [2005]111号）”摘录：
第十六条 课程设计的成绩分为：优秀、良好、中等、及格，不及格五个等 级。课程所在学院应针对不同性质的课程制定评分标准。 第十七条 课程设计成绩为优秀者一般不超过完成课程设计人数的20％～ 25%，优良总比例不超过完成课程设计人数的70%。 第十八条 课程设计属下列情况之一的应评为不及格： （一）设计（论文）工作态度不认真、纪律松懈，缺勤累计超过三分 之一以上； （二）设计（论文）过程中有作弊行为，如抄袭别人成果等； （三）设计（论文）有原则性错误； （四）设计说明书（论文）达不到基本要求。 第二十条 课程设计不及格的学生，必须重修课程设计，并按学生学籍管理 规定的相关条款进行处理。
3. 课程设计的工作计划
（1）2011.6.13～2011.6.14：对设计的电路进行版图设计，并 从版图中提取T-Spice文件； （2）2011.6.15～2011.6.16：根据从版图中提取的参数，用 T-Spice软件进行仿真。将仿真结果与设计参数进行比较， 如不满足设计指标要求，则修改版图，再提取参数、仿真 比对，直到满足需要为止。 （3）2011.6.17～2011.6.18：撰写设计报告，提交符合规范的 设计报告。
4. 设计报告书写要求
用标准格式的纸书写（重大实践网上下载）； 语言通顺，层次清楚，符合规范（见附录）； 字数要求不得少于2000字； 给出设计的版图； 给出从版图中提取T-Spice文件； 给出后仿真的相关波形，标出相关数据点；
5. 设计报告装订要求
课程设计装订顺序为： （1）封面（学校统一规定） （2）任务书（由指导教师填写） （3）摘要及关键词（可选） （4）正文 （5）结论 （6）注解（尾注或夹注）（可选项） （7）参考文献
一种恒跨导轨对轨CMOS运算放大器的设计
摘
要
设计 了一种新 颖的恒跨 导轨 对轨 Ｃ ＭＯ Ｓ运算放 大器结构 。输入级采 用轨 对轨 的结构 ，在输入级 采 用 ４个
虚拟差分对管来对输入差分 对的电流进行 限制 ，使 运放 的输 入级跨 导在 工作 范围 内保持 恒定 。输 出级采 用前馈 式 Ａ Ｂ
ａ 叶拉２ ０ １ ３ 年 第 ２ ６ 卷 第 ９ 期
Ｅ ｌ ｅ ｃ ｔ ｒ ｏ ｎ ｉ ｃ Ｓ ｃ ｉபைடு நூலகம்． ＆Ｔ ｅ ｃ ｈ ． ／ Ｓ ｅ ｐ ． １ ５． ２ ０ １ ３
一
种 恒 跨 导 轨 对 轨 ＣＭ Ｏ Ｓ运 算 放 大 器 的 设计
薛超 耀 ，韩志超 ，欧 健 ，黄 冲
关键词
轨对轨 ；恒跨 导；Ａ Ｂ类输 出级 ；Ｃ ＭＯ Ｓ运算放 大器
Ｔ Ｎ ７ ９ ２ 文献标识码 Ａ 文章编号 １ ０ ０ ７— ７ ８ ２ ０ （ ２ ０ １ ３ ） ０ ９—１ ２ １— ０ ４
中图分类号
Ｄｅ ｓ ｉ ｇ ｎ ｏ ｆ ａ Ｎｏ ｖ ｅ ｌ Ｃｏ ｎｓ ｔ ａ ｎｔ Ｇｍ Ｒａ ｉ ｌ － ｔ ０ － Ｉ ｉ ｌ ＣＭ ｏＳ Ｏ ｐ－ Ａｍ ｐ
ＸＵＥ Ｃ ｈ ａ ｏ ｙ ａ ｏ ， ＨＡＮ Ｚ ｈ ｉ ｃ ｈ ａ ｏ， Ｏ Ｕ Ｊ ｉ ａ ｎ， ＨＵＡＮＧ Ｃｈ ｏ ｎ ｇ
（ Ｉ ｎ ｓ ｔ ｉ ｔ ｕ ｔ ｅ ｏ ｆ Ｅ ｌ ｅ ｃ ｔ ｒ ｏ ｎ ｉ ｃ Ｃ Ａ Ｄ，Ｘ ｉ ｄ ｉ ａ ｎ Ｕ ｎ ｉ ｖ ｅ ｒ ｓ ｉ ｔ ｙ ，Ｘ ｉ ’ ａ ｎ ７ １ ０ ０ ７ １ ，Ｃ ｈ ｉ ｎ ａ ）
类输 出结构 ，以使输 出达到全摆 幅。仿 真结果显示 ，在 ５ Ｖ 电源 电压 和带有 １ ０ ｐ Ｆ电容 与 １ ０ ｋ Ｑ 电 阻并联 的 负载下 ，
毕业设计：设计并制作一个宽带放大器[管理资料]
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报告题目：设计并制作一个宽带放大器1、设计思路本作品基于宽带放大器设计，使用AD603的进行程控增益，由AD603的特性可知，使用AD603可以实现3dB 通频带10K-6MHZ 。
最大增益40dB ，增益调节范围10—40dB （6级可调，步进间隔6dB ）。
最大输出电压有效值大于3V 。
设计方框图如下：输入 输出图一 由单片机控制的AGC 电路AD603 的原理框图：图二 AD603原理图AD603 峰值检波电路A/D 采样单片机D/A 输出AD603 管脚定义：管脚 1: GPOS 增益控制电压正相输入端(加正电压增大增益)管脚 2: GNEG 增益控制电压反相输入端(加负电压增大增益)管脚 3:VINP 运放输入端管脚 4:COMM 运放接地端管脚 5: FSBK 反馈网络连接端管脚 6:VENG 负供电电源端管脚 7:VOUT 运放输出端管脚 8:VPOS 正供电电源端AD603 频带宽度的确定：AD603 的显著的特点是增益可变, 并且增益变化的范围也可变, 不同的频带宽度决定不同的增益变化的范围。
频带宽度是由管脚的不同连接决定的,当VOUT和FDBK两管脚的连接不同时，其放大器的增益范围也不一样，带宽在9MHz ～90MHz之间为加大中间级的放大倍数及增益调节范围，我们使用两片AD603级联作为中间级放大（图三）。
如果将AD603的5脚和7脚相连，单级AD603增益调整范围为，－10～＋30 dB，带宽为90MHz，两级AD603级联，使得增益可调范围扩大到－20 dB～＋60 dB。
可满足题目要求发挥部分的10dB～58dB的增益调节。
图三 AD603与宽带放大器连接图两级AD603采用＋5V ，－5V 电源供电，两级的控制端GNEG 都接地，另一控制端GPOS 接D/A 输出，从而精确地控制AD603的增益。
9dB 到51dB 增益控制电VG= VC1- VC2(- 500mV ≤V G ≤500mV )，理论上增益与增益控制电压的关系: 增益(dB)= 40V G+ 30则表一增益调节范围为40dB ，当步进1dB 时,控制端电压需增大ΔV G ＝40)500(500--＝25mv ，由于两级AD603由同一电压控制，所以，步进1dB 的控制电压变化幅度为25mv/2=。
一种恒跨导轨对轨输入级运算放大器的设计
收稿日期:2005-08-31基金项目:深圳市天瑞高鑫实业有限公司基金资助项目。
作者简介:谢强(1981-),男,硕士研究生,主要从事低功耗CMO S 运算放大器设计方面的研究。
2006年4月宇航计测技术Apr .,2006第26卷 第2期Journal of Astronautic Metrology and MeasurementVol .26,No .2文章编号:1000-7202(2006)02-0060-05 中图分类号:TN432.1 文献标识码:A一种恒跨导轨对轨输入级运算放大器的设计谢 强 李宏建 朱家俊(湖南大学应用物理系,长沙410082) 摘 要 提出了一种恒跨导轨对轨输入级的结构,从理论上详细分析了这种结构的可行性和优越性,在输入MOS 差分对管处于强反型区和弱反型区时,它都能提供几乎不变的跨导,且采用0.6μmC MOS 工艺对这种运算放大器进行了模拟仿真,其结果与理论值很相符合。
关键词 CMOS 运算放大器 恒跨导 轨对轨Design of A CMOS Op -Amp with Constant -g m andRail -to -Rail Input StageXIE Qiang LI Hong -jian ZHU Jia -jun(Department of Applied Physics ,Hunan University ,Changsha 410082) A bstract A constant -g m Rail -to -Rail CMOS operational -a mplifier input stage is designed ,Conceptuallythe feasibility and the superiority of this architectur e is discussed in details .It pr ovides nearly constant net trans -conductance independent of input transistor operating region (strong ,moderate or weak inversion ),and the Op -Amp with this constant -g m and Rail -to -Rail input stage is simulated in 0.6μm C MOS process ,The re -sults are accorded with the before -mentioned analysis ver y well . Key words CMOS Operational a mplifier Constant -g m Rail -to -Rail1 引 言近年来,在笔记本电脑、移动通信、植入人体的生物医学装置等便携设备飞速发展的推动下,低压低功耗运算放大器已成为低电压电路的重要组成部分[1-3],所供电压的减小导致了输入共模电压范围的减小,从而导致了信号本身变化的减小。
轨到轨运算放大器[发明专利]
![轨到轨运算放大器[发明专利]](https://img.taocdn.com/s3/m/2fab7279e55c3b3567ec102de2bd960590c6d9a9.png)
(10)申请公布号 CN 102571005 A(43)申请公布日 2012.07.11C N 102571005 A*CN102571005A*(21)申请号 201010605359.3(22)申请日 2010.12.27H03F 3/45(2006.01)(71)申请人无锡华润上华半导体有限公司地址214028 江苏省无锡市国家高新技术产业开发区汉江路5号申请人无锡华润上华科技有限公司(72)发明人程亮(54)发明名称轨到轨运算放大器(57)摘要一种轨到轨运算放大器，其包括：运放输入级、降压级以及输出级，所述运放输入级包括PMOS 输入级以及NMOS 输入级；所述运放输入级还包括镜像输入级，所述镜像输入级与PMOS 输入级、NMOS 输入级三级并联输入。
在没有明显增加电路复杂度的前提下，使轨到轨运算放大器能够应用于1.8V 甚至更低的电源电压条件下，大幅度的降低了电路的功耗，能够满足低压低功耗的设计要求。
(51)Int.Cl.权利要求书1页 说明书3页 附图2页(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请权利要求书 1 页 说明书 3 页 附图 2 页1/1页1.一种轨到轨运算放大器，其包括：运放输入级、降压级以及输出级，所述运放输入级包括PMOS 输入级以及NMOS 输入级；其特征在于：所述运放输入级还包括镜像输入级，所述镜像输入级与PMOS 输入级、NMOS 输入级三级并联输入。
2.如权利要求1所述的轨到轨运算放大器，其特征在于，所述降压级的电路为用于控制PMOS 输入管衬底电压的N-WELL 降压电路。
3.如权利要求2所述的轨到轨运算放大器，其特征在于，所述镜像输入级为PMOS 镜像输入级，用于镜像所述PMOS 输入级的电流，并将所述电流引入N-WELL 降压电路。
4.如权利要求1-3任意一项所述的轨到轨运算放大器，其特征在于，所述输出级采用CASCODE 输出级。
5.如权利要求4所述的轨到轨运算放大器，其特征在于，所述PMOS 输入级由一对PMOS 管M1、M2组成。
一种用于轨对轨单边偏移补偿的运算放大器的制作方法
一种用于轨对轨单边偏移补偿的运算放大器的制作方法一种用于轨对轨单边偏移补偿的运算放大器的制作方法包括以下步骤：
1. 准备材料：运算放大器、开关电路、反馈电路、线性运算电路、偏置电路、滤波电路和补偿电路。
2. 将开关电路的一端连接到运算放大器上，另一端连接到线性运算电路。
3. 将线性运算电路的一端连接到偏置电路上，另一端连接到滤波电路。
4. 将滤波电路的一端连接到补偿电路上。
5. 通过反馈电路与运算放大器的输出进行电压补偿，以解决运算放大器的单边偏移问题。
上述步骤完成后，即完成了用于轨对轨单边偏移补偿的运算放大器的制作。
一种宽带轨对轨运算放大器设
一种宽带轨对轨运算放大器设
设计了一种宽带轨对轨运算放大器，此运算放大器在3.3 V单电源下供电，采用电流镜和尾电流开关控制来实现输入级总跨导的恒定。
为了能够处理宽的电平范围和得到足够的放大倍数，采用用折叠式共源共栅结构作为前级放大。
输出级采用AB类控制的轨对轨输出。
频率补偿采用了级联密勒补偿的方法。
基于TSMC2.5μm CMOS工艺，电路采用HSpice仿真，该运放可达到轨对轨的输入/输出电压范围。
引言
近年来，基于CMOS技术的低压、低功耗便携式产品在人们日常生活中的应用越来越广泛。
在低电源电压条件下，需要增大运放输入/输出信号的动态范围，实现轨对轨输出，即供电电源电压和地(或另一电源电压)之间的输入共模范围和输出摆幅。
对于轨对轨运放，输入级中跨导会发生变化，这将会引起信号的失真、环路增益的变化等。
所以，必须使输入级跨导在整个共模输入范围内保持恒定。
本设计是采用电流镜改变互补差分对尾电流来获取恒定跨导以实现轨对轨。
为了获得较大的带宽和增益，输入级中采用了电流源控制，中间级的。
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一种宽带轨对轨运算放大器设计
一种宽带轨对轨运算放大器设计
设计了一种宽带轨对轨运算放大器，此运算放大器在3.3V单电源下供电，采用
电流镜和尾电流开关控制来实现输入级总跨导的恒定。
为了能够处理宽的电平范围和得到足够的放大倍数，采用用折叠式共源共栅结构作为前级放大。
输出级采
用AB类控制的轨对轨输出。
频率补偿采用了级联密勒补偿的方法。
基于TSMC2.5μm CMOS工艺，电路采用HSpice仿真，该运放可达到轨对轨的输入/输出电压范围。
引言
近年来，基于CMOS技术的低压、低功耗便携式产品在人们日常生活中的应用越来越广泛。
在低电源电压条件下，需要增大运放输入/输出信号的动态范围，实现轨对轨输出，即供电电源电压和地(或另一电源电压)之间的输入共模范
围和输出摆幅。
对于轨对轨运放，输入级中跨导会发生变化，这将会引起信号的失真、环路增益的变化等。
所以，必须使输入级跨导在整个共模输入范围内保持恒定。
本设计是采用电流镜改变互补差分对尾电流来获取恒定跨导以实现轨对轨。
为了获得较大的带宽和增益，输入级中采用了电流源控制，中间级的电流求和电
路采用折叠式共源共栅电路，输出级采用AB类控制电路，并且通过适当选择最佳的管长比，减少了补偿的复杂度。
1输入级原理与设计
轨对轨运算放大器在整个共模范围内，输入级的跨导基本保持恒定，这对低电压应用是至关重要的，其在低电源电压和单电源电压下可以有宽的输入共模电
压范围和输出摆幅。
轨对轨输入/输出功能扩大了动态范围，最大限度地提高了放大器的整体性能。
1.1基本原理
一般情况下，运放的输入级都采用差分放大器，通过NMOS或PMOS的差
分对可实现基本的差分输入。
然而这种单一的差分，并不能满足轨对轨输入的需求。
本文设计的输入电路，输入电路由一个PMOS输入对和一个NMOS输入对
并连构成。
工作原理如下：
(1)若Vss≤Vcm≤VgsP+Vdsat，仅PMOS输入对导通。
其中，Vcm 为共模输入电压，Vss为负电源，VgsP为PMOS管的栅源电压，Vdsat为电流源两端的电压。
(2)若Vdd≤Vcm≤VgsN+VDSAT，仅NMOS输入对导通。
其中，Vdd 为正电源，VgsN为NMOS管的栅源电压。
(3)若Vcm处于以上两种情况之外，PMOS，NMOS输入对均导通。
由此可见，NMOS与PMOS差分对并连时，Vss≤Vcm≤Vdd。
对于该输入级电路的跨导具体分析如下：
式中：μP，μN分别为PMOS，NMOS载流子迁移率，Cox为单位面积的栅氧化层电容。
所以，当Vcm处于输入差分对管不同的工作状态时，跨导不恒定，即两个MOS差分对管同时导通是二者分别单独工作时的2倍。
1.2输入级的设计
非恒定跨导是轨对轨运放中存在的主要问题之一，实现恒跨导的方法有多种。
其中电平移位法需要及时调整，具有电路不稳定的缺点。
齐纳二极管恒压法可以节约芯片面积，降低功耗，但对跨导控制不是很理想。
最大电流选择法的电路设计比较复杂。
本文采用电流镜改变互补差分对管的尾电流来实现恒跨导。
通过电流镜改变互补差分对管的尾电流来使跨导恒定。
基于式(2)，式(3)，可采用3倍电流镜和电流开关使2个差分对管单独工作时的电流为原来单独导通时的4倍，这样整个输入级的跨导就可以保持恒定。
通过给开关管加固定偏
压来控制输入差分对管尾电流的变化，进行偏压选取，使尾电流的变化和输入电压同步变化。
运算放大器整个电路组成，在输入级中，PMOS差分对M1，M2和NMOS 差分对M3，M4组成互补差分对，2个开关管M5，M8分别控制3倍电流镜M6，M7和M9，M10产生4倍尾电流，控制电路的输入差分对管尾电流。
MOS 管M51，M52，M53以及电压源VB1，VB2，电流源IB1组成偏置电路，给M5提供所需电压。
当Vcm接近于Vss时，M1，M2，M3导通，M5截止，则尾电流经开关管M8和3倍电流镜M9，M10给PMOS差分对提供4倍尾电流;当Vcm接近于Vdd时，M3，M4，M5导通，M8截止，则尾电流经开关管M5和3倍电流镜M6，M7给PMOS差分对提供4倍尾电流;当Vcm处于中间状态时，开关管M5，M8均截止，此时仅MOS管MA，MB作为电流源提供尾电流。
从而，可以得到恒定的跨导。
2输出级
2.1AB类输出级
运算放大器的输出级可在允许失真范围内将功率传输给负载，对高性能运放来讲，要求输出级可以向负载传输正、负双向电流，提供尽可能大的输出电压摆幅，同时要求拥有高的效率、小的失真及良好的频率特性。
因此，为了最大效率地利用电源，输出级必须具有大的输出摆幅和尽可能小的静态电流。
为此可采用
AB类的输出级。
AB类输出级结合了A类和B类优点，在静态功耗及输出电流方面做出了折衷，大大减小了交越失真，同时实现了较大的输出电流。
为了减少芯片面积，可将AB类驱动电路放入折叠共源共栅求和电路中去，由于浮动AB类控制器可以产生有别于供电电压的静态电流，在输出级中采用叠接二极管电路，可以对AB 类控制器产生栅压偏置。
浮动电流源M21，M22对于折叠共源共栅电流求和电路和AB类控制器产生偏置，其与图3所示的AB类驱动电路中M19，M20
有着相同的结构，这样，输出管M27，M28的静态电流不会受到输入共模电压的影响。
由于MOS晶体管的栅源电压的限制，为了获得轨对轨的输出范围，在输出级使用共源级的晶体管是必须的。
图3所示的为该运算放大器的AB类输出级，M21，M22，IB5和M28，M24，IB8分别提供晶体管M20，M19的栅极偏置电压。
M25，M26的静态电流分别由M21，M22，M20，IB7，IB6，IB5和M23，M24，M19，IB7，IB6，IB8确定;输出级工作时M25，M26的栅极电压差是稳定的，并以此来保证该输出级为AB类输出级。
该输出级的缺点是输出管M25，M26的静态电流会受到输入共模电压的影响。
图2中采用MOS管M31～M35，M26，M27组成的偏置电路来提供电路所需电流。
2.2频率补偿
两级CMOS运算放大器的密勒补偿有直接密勒补偿和共源共栅密勒补偿方法。
用共源共栅密勒补偿技术设计出的CMOS运放与直接密勒补偿相比，具有
更大的单位增益带宽、更大的摆率和更小的信号建立时间等优点，还可以在达到相同补偿效果的情况下极大地减小版图尺寸。
对于该运放的频率补偿，采用了共源共栅密勒补偿方式。
，总体设计的补偿回路中包含了共源共栅级M14，M16。
本文采用0.5pF的密勒补偿电容，通过仿真可得到相位裕度为70°，单位增益带宽为121MHz，补偿效果较好。
3仿真结果
3.1输入级跨导
为了验证该电路的性能指标，用HSpice进行了模拟仿真。
共模输入电压直流扫描输入级跨导的变化曲线为输入级跨导随输入共模电压变化的曲线，由图中可以看出，输入共模电压从0～3.3V变化，跨导的变化维持在±5%内，基本上保持恒定，达到了设计的要求。
3.2放大器的性能指标
采用HSpice对图2所示CMOS运算放大器进行仿真分析的条件为：电源电压为3.3V，输入共模电压为1.65V，负载电阻为10kΩ。
在对该放大器各个性能指标进行仿真的同时，与输出级为A类时进行了比较。
本文所设计电路的仿真结果。
表1所示为两类输出级的仿真性能参数。
4结语
仿真结果表明，在3.3V的供电电压下，该运放输入级跨导在整个共模输入范围内仅变化±5%，其输入共模范围和输出信号摆幅接近于地和电源电压，有较好的单位增益带宽和相位裕度，输入输出线性动态范围宽，静态功耗小于0.45mW，在低压低功耗应用方面，如便携式电子设备方面较为适用。