高频变换器和开关电源控制器.

开关稳压电源简称开关电源( Switching PowerSuppiy )，因电源中起调整稳压控制功能的器件始

终以开关方式工作而得名。它是利用现代电力电子技术，

通过控制开关管通断的时间比率来维持

电子游戏机等电子设备上。 随着电力电子技术的发展，

特别是大功率器件技术的迅速发展，

将开

关电源的工作频率提高到

150〜200 kHz ，使开关电源具有较好的稳定性和较高的性价比，因此，

开关电源将日益取代使用工频变压器的线性调整稳压电源。

在开关电源电路中，最关键的部分是高频变换器和开关电源控制器。 制器已普遍应用， 其对开关元件的控制方式取决于高频变换器的电路结构， 核心就是高频变换器，即

DC 辕DC 转换器。在输入输岀隔离的开关电源中，

形式有5种院单端正激式尧单端反激式、半桥式、推挽式和全桥式。下面分别介绍、分析这些高 频变换电路的结构和工作原理。

1、正激式变换电路

正激式变换电路的结构如图 1(a)所示。由于其储能元件与负载电阻 RL 串联又称串联型变换

电路。

该电路直流电压 Ui 是由工频交流电源通过电源滤波器、整流滤波器后转换获得；功率开关

管S1为绝缘栅双极型晶体管(IGBT )或MOSFETT 为高频变压器；L 和C1组成LC 滤波器；二极 管D1为半波整流元件，D2为续流二极管；RL 为负载电阻； 动信号vgs1为PWM 控制电路输岀的方波。各环节电压波形如图

11111

m V. j Hr

I)

⑻原理图

n

nil

(b)波形

图1正激变换电路

当vgs1为高电平使S1导通时，变压器获得输入电压为

vT1=ui ，二极管D1导通袁D2截

但由于集成开关电源控 因此开关电源电路的 高频变

换器的基本

Uo 为输岀稳定的直流电压。 S1的驱

1(b)所示。

止，此时电源经变压器耦合向负载传输能量，负载上获得电压，滤波电感L储能。当控制电路

使S1截止时，开关管 S1所承受的电压与输入电压相等，即 vs 仁Ui ，变压器原、副边输岀电压 为零。此时，变压器原边在

S1导通时储存的能量经过线圈

N3和二极管D3反送回电源。而变压

器的副边由于输岀电压为零，所以二极管 D1截止，电感L 通过二极管 D2续流并向负载释放能

量，因为电容 C1的滤波作用，此时负载上所获得的电压保持不变，输岀电压为

”=4加沪”3

( I )

式中：n 为变压器的变压比；

D N1

由式(1)可

看岀，输岀电压

正激变换电路结构比较简单，易于实现，可适用于中小功率的开关电源。

2 、单端反激式变换电路

图2所示为单端反激式变换电路，其高频变压器

T 既起隔离作用又起电感 L 轭流的作用,

因为它的储能元件 L 与负载RL 并联，所以又称为并联型变换电路。同时也可以判断岀，同正激 式变换电路不同，变压器的铁心工作在磁滞回线的另一侧，故称为反激式变换电路。

D J

.V.

D>

图2反激式变换电路

当控制电路使功率开关管 S1导通时，由于同名端的关系，二极管 D1不导通。当S1截止 时，变压器的副边绕组产生的感生电动势反向，使

D1导通，给电容器充电，同时负载 RL 上产

生电压。在此电路中，基极的控制、畐y 边绕组的设计，都要遵循反激的原则。

同样地，开关管S1的耐压和变压器的输入电压与电源输入电压相等，因此反激变换电路同 正变换电路一样，结构比较简单，易于实现，可适用于中、小功率的开关电源。

3 、推挽式变换电路

推挽式变换电路实际上是两个单端正激式变换电路组合以推挽方式工作，电路如图 3所示,

两只功率开关管 S1、S2交替导通。其工作过程为：当

S1导通，S2截止时，根据同名端可以判

断岀，只有 D2导通，电流通过 L 向RL 供电，当S1截止、S2导通时，可以判岀，只有 D1导

通，电流继续流过 L 向RL 供电，所以RL 上得到的电流是连续的。

为方波的占空比；

、N2为变压器原、副边绕组的匝数。

Uo 仅由电源电压 Ui 和方波的占空比 D 决定。

S.

Ill

D I w

fl

D

；7^ I I______

图3推挽式变换电路

同样可以看岀，开关管的耐压和变压器的输入电压与电源输入电压相等，

磁滞回线的两侧。推挽式变换电路结构相对比较复杂，对驱动电路的要求较高，适用于中、大功率的开关电源。所以，这种变换电路得到了广泛的应用。

4、半桥变换电路

如图4(a)所示为半桥变换电路原理图，各点输岀电压波形如图4(b)所示。

激变换电路不同的是：由两个变压器铁心工作在但输岀功率较大,

半桥变换电路与正

IGBT功率开关管S1、S2构成，二极管D3、D4组成全波整流元件。电感L、电容C3组成LC滤波电路，实现对整流输岀电压的滤波。

二* 0

01

_

£

—faj—

~

—

1

*- 0*

D 石

I n_Z

(a)电路图

n

(b)波形图

图4半桥变换电路

输入电压Ui 通过两个同容量的输入电容把 Ui 转换成为双电源，UC 仁UC2=Ui/2，即A 点的 电压UA 是输入电压 Ui 的一半。开关管S1和S2的驱动信号vgs1和vgs2由控制电路产生，是互 为反相的PWM 信号。为了防止开关管 S1、S2同时导通造成电源短路，驱动信号 vgs1、vgs2之 间必须具有一定的死区时间，即二者同时为零的时间。

当vgs1为高电平时，vgs2为低电平，S1导通，2关断。电容C1两端的电压通过 S1施加在 高频变压器的原边，此时 vT1=Ui/2，变压器副边所接二极管

D3导通，D4截止，整流输岀电压与

图示Uo 方向相同，再经 LC3滤波得到输岀电压 Uo 。当vgs2为高电平，vgs1为低电平时袁 S2导 通，S1关断，电容C2两端的电压施加在高频变压器的原边，此时

vT1=-Ui /2 。二极管D4导通，

D3截止，整流输岀电压的方向也与图示 Uo 方向相同遥在 S 俐S2共同关断期间袁原副边绕组上的

电压为零袁即vT1=0，vT2=0。在二极管D3、D4导通期间，电感 L 开始储能。在开关管 S1尧S2 同时截止期间，虽然变压器副边电压为零，但此时电感 L 释放能量，又由于电容

C3的作用将使

输岀电压维持恒定不变。

半桥变换电路同正激、89.44 454.反激式电路不同，在一个开关周期内，前半个周期流过高 频变压器的电流与后半个周期流过的电流大小相等，

方向相反，因此，与前两种电路相比，

变压

器的磁芯工作在磁滞回线 B-H 的两端，磁芯得到充分利用又防止了磁饱和，因此高频变压器可 以设计得更小而功率更大。在一个开关管导通时，处于截止状态的另一个开关管所承受的电压与 输入电压相等。开关管由导通转为关断的瞬间，漏感将会引起尖峰电压对

S1、S2造成影响。为

此开关管S1、S2两端各并联一个二极管

D1、D2,可以把漏感引起的尖峰电压箝位，

因此开关管

所承受的电压绝对不会超过输入电压，同时二极管 D1、D2还作为续流二极管具有续流作用，而

施加在高频变压器上的电压只是输入电压的一半。

半桥变换电路结构相对比较复杂，对驱动电路的要求较高， 功率的开关电源。

5 、全桥变换电路

用另外两只开关管 S3、S4将半桥电路中的两个电解电容 动电路即可组成如图5所示的全桥变换电路。 变压器副边所接整

流二极管

D5、D6实现全波整流。

S1驱动信号vgs1与S4的vgs4相同，S2驱动信号vgs2与S3的vgs3相同，而且vgs1、vgs4与 vgs2、vgs3

互为反相。其输岀的电压波形类似半桥电路。

图5全桥变换电路

当vgs1与vgs4为低电平，vgs2与vgs3为高电平时，开关管 S2和 S3导通，S1和S4关断，

电源电压通过 S2和S3施加在高频变压器的原边，此时变压器原边电压为

vT1=Ui 。当vgs1和

vgs4为高电平，vgs2与vgs3为低电平时，开关管 S1和S4导通，S2、S3关断，变压器原边电 压为vT1=-Ui O

与半桥电路相比，原边绕组上的电压增加了一倍，而每个开关管的耐压仍为输入 电压。

开关管S1、S2S3和 S4的集电极与发射极之间分别反接有箝位二极管

但输岀功率较大，适用于中、 大

C1和C2取代，并配上相应的驱

a

7

u

D1尧D2尧D3

和n D4,由 Ki-i

0，

*-