第5章电流模式拓扑和电流馈电拓扑

第5章电流模式拓扑和电流馈电拓扑

5.1简介

电流模式拓扑和电流馈电拓扑虽然有各自不同的特点，但是可以归为一类。因为它们都有同时控制输入电流和输出电压的特点。

电流模式拓扑有两个反馈环，如图5.3所示。一个是检测输出电压的电压外环，一个是检测开关管电流且具有逐周期限流功能的电流内环。这种方式可以解决推挽电路的偏磁问题，因而它得到了更广泛的应用。此外，由于开关管的电流波形峰值恒定，也简化了反馈环路的设计。

电流馈电拓扑经过一个输入电感来注入能量(到推挽变压器的中心抽头或者正激变换器变压器的顶端)。电路的输入是一个高内阻的电流源(输入电感)，而不是低内阻的整流滤波电容或电池。这种通过输入电感形成的高内阻电流源可有效解决推挽变换器的偏磁问题，并且具有其他一些优点。

在以前讨论的拓扑(电压型拓扑)中，输出电压都是被单独检测和直接控制的。在这些电路中，对负载电流变化的调整过程是:电流变化引起输出电压的微小变化，而误差放大器会探测到这个变化并且调节开关管的导通时间以保持输出电压恒定，但电压型拓扑并不直接检测输出电流。

大约7年前，一种电压和电流同时被检测的新拓扑—电流模式拓扑出现了。虽然这种拓扑人们以前也知道，但由于需要分立元件实现控制，所以应用并不广泛。然而在7年前，出现了一种专为电流模式设计的新型PWM芯片—UC 1846，并且很快被大家认同和广泛应用。

UC 1846采用电流模式控制，输出两路相位差为180。的PWM脉冲信号，可应用于推挽、半桥、全桥、级联的正激或者反激变换器。现在也有较廉价的单端PWM控制器—UC1842,可应用于电流模式的单端变换器，如正激、反激和buck调整器。

5.2电流模式拓扑的优点5.2.1防止推挽变换器的偏磁问题

偏磁现象已在2.2.5节中讨论过。当推挽变换器的变压器磁心工作点偏离平衡点，就会出现这种现象。其后果是磁心饱和，使一只晶体管承受的电流远大于另外一只，如图2.4 (c)所示。如果磁心工作点偏离磁滞回线原点，就可能进入深度饱和并且损坏晶体管。在2.2.8节中讨论了一些防止偏磁的方法。但是这些方法在一些超常的输入和负载瞬变条件下，特别是高功率输出时，仍无法保证不偏磁。

电流模式拓扑检测每个周期的电流脉冲，并且通过调整晶体管导通时间使交替电流脉冲峰值相等。这一特点使推挽电路可应用于各种新设计，并且对其他拓扑也非常有价值。例如，电流模式出现之前，为可靠防止偏磁往往是选择没有偏磁现象的正激变换器，而这提高了设计成本。

从式(( 2.28 )可知，正激变换器的初级电流峰值为3.13 ( Po/Vdc)o而由式((2.9>可知，推挽电路的电流峰值只有它的一半，即1.56 (Po/Vdc).在低功率场合，尽管正激变换器电流是推挽的两倍，但由于只用一个晶体管，其应用还是比较广泛的。但在大功率场合，正激变换器两倍峰值电流的要求就很成问题了。

推挽拓扑非常适用于低压输入(最大输入电压为60V，最小为38V)的大功率(工业)电话电源。而可保证不偏磁的电流模式推挽电路则更适用于这种电源。

5.2.2对输入网压变化即时响应(电压前馈特性) 输入网压变化会立即引起晶体管导通时间调整是电流模式拓扑本身固有的特性。与传统的电压模式不同，这种响应无需等到输出变化反馈到误差放大器时才发生，因此没有延迟。具体情况将在后面详细讨论。

5.2.3反馈回路设计的简化

前面讨论的所有拓扑(除反激变换器以外)都有一个LC输出滤波器。在略大于谐振频率fo =1 / 2n创LC时，LC滤波器可造成最大180。的相移，且随频率的提高，输出输入的电

压增益会快速下降。随着频率的上升，L支路阻抗会上升，而并联支路阻抗会下降。

这种大的相移和快速增益变化令反馈环路的设计变得复杂。更重要的是，为了稳定环路，误差放大器的外围元件会变得很复杂，并且会引起对输入电压和输出电流的响应问题。

在电流模式中，尽管输出电感和电容串联，但在小信号分析中，计算增益和相移时，可忽略电感的存在。

此时电路可认为是一个带并联的输出电容和负载电阻的恒流源。这样，其相移就只有90°而非180°。其输出输入电压增益下降速度也会减半(为-20分贝/十倍频，而不是-40分贝/十倍频)。

这简化了反馈回路的设计，误差放大器的外围电路也相对简单，从而不会引起对输入/输出的快速响应问题，具体原因将在后面详细讨论。 5.2.4并联输出

多个电流模式电路可并联工作，且可均分负载电流。这可通过在每个电源设置相同的电流检测电阻实现。这些电阻把晶体管的电流波形转化为电压波形，并与同一数值的误差放大器输出电压信号相比较。由于误差放大器输出电压确定峰值电流，并联电源的峰值电流可以相等。

5.2.5改善负载电流调整

与电压模式相比，电流模式有更强的负载电流调整能力。但它的负载电流能力没有它的网压调整能力那么突出。对网压调整好是因为它具有电压前馈的特点。而有较好的电流调整能力，是因为电流模式拓扑中误差放大器有更大的带宽。

6.3利用谐振正弦阳极电流关断SCR的单端谐振逆变器拓扑

SCR很容易导通，并且触发脉冲消失后仍能维持导通。为保证SCR可靠关断，必须在阳极电流下降到零并保持一段时间Z9后，阳阴极间才能重新施加电压，并且电压上升率必须小于规定值。要使SCR满足上述要求并实现其他的显著优点，只需使其阳极电流为正弦波。下面将结合图6.8}3}8】所示的典型单端SCR谐振变换器对SCR基本电路及其优点进行简单阐述。高开关频率来纠正。这种通过改变开关频率来调节输出电压的方法常用于输出电流或电压脉宽恒定的谐振型电源中;在非谐振型拓扑中，工作频率恒定，输出直流电压的调节是通过改变脉宽来实现的。

图6.8单端SCR谐振变换器。电感Lc对C充电至一个大于Vdc的电压。当Q1被触发，正弦电流就流经Q1，传递能量给Ro。在t}时刻正弦电流反向，流经D1传递能量给Ro。如果Ta大于Q1的1q值，则SCR自动关断。在(t,- t})期间，Lc重新对C充电，开始下一个周期

如图6.8所示，SCR与电感L、电容C串联。SCR被触发前，电容C已经由流经恒流电感L。的电流充电，其电压极性为左正右负。SCR被触发后，环路接通，电容C上的电压加到闭合的LC串联谐振电路上。电路的电流进入谐振状态，振荡周期为t} = 2}扳万。在半个周期内(t=}扳万)，阳极正弦电流首先增大至首个负峰值，而后下降到零。由于SCR带有反并联二极管D1，正弦谐振电流在t}时刻过零然后反向流动，并在后半周期内流过D}。在二极管导通的半周期时间几内，SCR的反向电压被D1钳位在约为1V的水平，相对于不对称SCR能承受的7~l0V的最大反向电压，这个电压很安全。

如果Td大于器件的额定参数t9 ,则Td结束时，SCR已经自动安全关断，不再需要外围“转换”电路，SCR可以重新安全地承受正向电压。流经SCR及其反并联二极管的正弦电流为负载电阻R。提供能量。

到tz时刻，D1的电流下降为零，Q1和D1都安全关断，流经L。的恒流开始重新对C 充电，并使其两端电压极性为左正右负。在t2到t3期间，C所储存的能量为CVz/2，其中

一部分将在QI下一次导通期间被传送给负载。经过时间tt(触发周期)后，QI被重新触发，下一个工作周期开始。

负载增大(即R。减小)时，前半周期电流的幅值增大，持续时间增长，而后半周期的持续时间几缩短·但是，负载不能增加到使Td小于tq(即SCR的关断时间)，否则SCR将不能成功关断。

在输入电压最低和负载最大时，选择触发周期t}为谐振周期tr的1.5一2倍，使谐振截止时间((tt-tr)不会太长，如图6.8所示。这样，对不同的Ro，输出电压都会是一个低畸变的交流正弦波。在R。上并联电容可以减小由时间间隔(tt-tr)引起的输出电压畸变。电源电压偏。增大，则正弦波的幅值增大，输出功率也随之增大。为了维持恒定的输出功率或输出电压，要使用反馈环路检测输出电压，如果Vd。或R。增大，则减小触发频率(即延长tt，以维持输出交流电压峰值恒定，但是畸变会随时间(tt- tr)的增长而增大。

如果加上输出调节和隔离，该电路就会更适用于DC/DC变换器，如图6.9所示。R。由功率变压器的初级代替，次级带整流二极管和滤波电容。电源电压或负载变化时可通过改变开关频率即触发频率ft来实现调节。

图6.9由变压器祸合的串联负载单端SCR谐振变换器

当电源电压升高或负载电阻增大时，正弦峰值也随之增大，如图6.8所示，但其半周期宽度大致恒定为二五万。当电源电压或负载改变时，电压误差放大器检测由整流得到的直流输出电压，并调节开关频率以维持输出恒定。当电源电压升高或负载电流减小使输出电压升高时，则降低开关频率，以减少单位时间内输入的能量。同样地，输出电压偏低也可通过提高开关频率来纠正。这种通过改变开关频率来调节输出电压的方法常用于输出电流或电压脉宽恒定的谐振型电源中;在非谐振型拓扑中，工作频率恒定，输出直流电压的调节是通过改变脉宽来实现的。

在恒频电路中，电源的开关频率通常与显示终端的水平扫射频率或系统时钟同步，因此能轻易兼容任何来自显示屏的RFI噪声，减小由于噪声干扰而产生计算机逻辑错误的可能性。而频率可变的谐振型调压电路由于不具备上述优点，在许多场合中并不适用。假如存在RFI噪声，对变频开关电源来说将是一个严重缺点。但是它实际上不大可能存在，因为谐振变换器的正弦电流相对于频率固定、脉宽可调的变换器方波电流，具有更低的dildt，因而产生的RFI噪声极小。