CMOS模拟集成电路设计-ch14振荡器
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CMOS模拟集成电路设计
振荡器
提纲
1、概述 2、环形振荡器 3、LC振荡器 4、压控振荡器 5、VCO的数学模型
振荡条件
负反馈系统
1、概述
巴克豪森准则
2、环形振荡器
环形振荡器起振
单极点负反馈系统相移：max 270 ° 双极点负反馈系统相移：360°@∞
H
0
(s)
1
A0 s
0
三极点负反馈系统相移
环路增益
H
(s)
1
A03 s
0
3
arctan osc 60 0
A03
1
1
osc 0
2
3
osc 30 A0＝2
振幅限制
三级环形振荡器的闭环增益
分母
振幅限制（续）
谐振时，Av gm1RP
接成反馈形式，谐振时，总相移 等于180，所以不能振荡
3.3 交叉耦合振荡器
起振条件： 谐振时，总相移为0
gm1RP1gm2 RP2 1
定义
4、压控振荡器
中心频率 调节范围ω2－ ω1
调节线性度 输出摆幅 功耗 电源与共模抑制
输出信号纯度： 信号抖动（Jitter）;相位噪声
4.1 环形振荡器调节
改变负载 每一级中，M3M4处于线性 区（三极管区），由Vcont控
制 1 Ron3,4CL
缺点：输出摆幅在调节范围内 变化大 改变电流源 控制ISS改变振荡频率
固定负载管的VDS，保证输出 摆幅（ISSRon）：M5工作在线 性区，通过A1反馈固定VDS， M3和M4跟随M5的导通电阻。
4.1 环形振荡器调节（续）
正反馈引起的延时变化
半边电路等效： I1↑→|-1/gm3,4|↓ →（ -1/gm3,4）||R1,2=R/(1-gm3,4R)↑ →fosc ↓
缺点：R1R2上的电流在控制过程 中会发生变化，输出摆幅在调节 范围内变化
-2/gm
半边等效
4.1 环形振荡器调节（续）
正反馈引起的延时变化（续） 利用差动对，使IT=ISS+I1， 保证输出振幅为2R1,2IT
为了避免M1M2没有电流通 过，在P点增加一个小恒流 源IH，以避免因此造成振 荡停止。 缺点：消耗了额外的电压余度
4.1 环形振荡器调节（续）
正反馈引起的延时变化（续）
为了避免消耗了额外的电压余度， 采用电流折叠结构
剩余相位
ex KVCO Vcont dt
ex (s) KVCO
Vcont
s
积分器的传输函数
三级环形振荡器中，A0不同时，极点情况
不起振 当A0>2时，
振荡
振荡，→∞，实 际上电路经历非
线性，最终达到 “饱和”
反相器构成的环形振荡器
大信号工作
X跳变 1个TD 1个TD Z跳变
Y跳变 1个TD
振荡周期2NTD＝6TD
3、LC振荡器
3.1 LC振荡回路
理想（无损）并联LC回路 1
4.1 环形振荡器调节（续）
插值法改变延迟
快路径导通，慢路径关断，产生最大振荡 频率； 快路径关断，慢路径导通，产生最小振荡 频率； Vcont落在两极中间时，产生中间振荡频率。
4.1 环形振荡器调节（续）
插值法改变延迟（续）
4.2 LC振荡器的调节 1
LC
Biblioteka Baidu反偏pn结可以当作变容二极管
LC
实际（有损）并联LC回路含电阻成份
品质因数
Q L1
RS
阻抗
3.1 LC振荡回路（续）
串联→并联
在较窄的频率范围内ZS＝ZP
得到
LP
L1 1
RS2
L12 2
L1
RP
L12 2
RS
Q2RS
谐振频率
1
1 LPCP
3.2 “调谐”电路
LC回路作负载
保证变容二极管反偏或正偏较弱
4.2 LC振荡器的调节（续）
变容二极管
N阱与衬底的电容 减小串连电阻
4.2 LC振荡器的调节（续）
变容二极管 消除N阱与衬底的电容的影响 采用PMOS器件电路
5、VCO的数学模型
相位与频率
d
dt
dt 0
VCO
Vout (t) Vm cos(out dt 0 ) Vm cos(0t KVCO Vcont dt 0 )
振荡器
提纲
1、概述 2、环形振荡器 3、LC振荡器 4、压控振荡器 5、VCO的数学模型
振荡条件
负反馈系统
1、概述
巴克豪森准则
2、环形振荡器
环形振荡器起振
单极点负反馈系统相移：max 270 ° 双极点负反馈系统相移：360°@∞
H
0
(s)
1
A0 s
0
三极点负反馈系统相移
环路增益
H
(s)
1
A03 s
0
3
arctan osc 60 0
A03
1
1
osc 0
2
3
osc 30 A0＝2
振幅限制
三级环形振荡器的闭环增益
分母
振幅限制（续）
谐振时，Av gm1RP
接成反馈形式，谐振时，总相移 等于180，所以不能振荡
3.3 交叉耦合振荡器
起振条件： 谐振时，总相移为0
gm1RP1gm2 RP2 1
定义
4、压控振荡器
中心频率 调节范围ω2－ ω1
调节线性度 输出摆幅 功耗 电源与共模抑制
输出信号纯度： 信号抖动（Jitter）;相位噪声
4.1 环形振荡器调节
改变负载 每一级中，M3M4处于线性 区（三极管区），由Vcont控
制 1 Ron3,4CL
缺点：输出摆幅在调节范围内 变化大 改变电流源 控制ISS改变振荡频率
固定负载管的VDS，保证输出 摆幅（ISSRon）：M5工作在线 性区，通过A1反馈固定VDS， M3和M4跟随M5的导通电阻。
4.1 环形振荡器调节（续）
正反馈引起的延时变化
半边电路等效： I1↑→|-1/gm3,4|↓ →（ -1/gm3,4）||R1,2=R/(1-gm3,4R)↑ →fosc ↓
缺点：R1R2上的电流在控制过程 中会发生变化，输出摆幅在调节 范围内变化
-2/gm
半边等效
4.1 环形振荡器调节（续）
正反馈引起的延时变化（续） 利用差动对，使IT=ISS+I1， 保证输出振幅为2R1,2IT
为了避免M1M2没有电流通 过，在P点增加一个小恒流 源IH，以避免因此造成振 荡停止。 缺点：消耗了额外的电压余度
4.1 环形振荡器调节（续）
正反馈引起的延时变化（续）
为了避免消耗了额外的电压余度， 采用电流折叠结构
剩余相位
ex KVCO Vcont dt
ex (s) KVCO
Vcont
s
积分器的传输函数
三级环形振荡器中，A0不同时，极点情况
不起振 当A0>2时，
振荡
振荡，→∞，实 际上电路经历非
线性，最终达到 “饱和”
反相器构成的环形振荡器
大信号工作
X跳变 1个TD 1个TD Z跳变
Y跳变 1个TD
振荡周期2NTD＝6TD
3、LC振荡器
3.1 LC振荡回路
理想（无损）并联LC回路 1
4.1 环形振荡器调节（续）
插值法改变延迟
快路径导通，慢路径关断，产生最大振荡 频率； 快路径关断，慢路径导通，产生最小振荡 频率； Vcont落在两极中间时，产生中间振荡频率。
4.1 环形振荡器调节（续）
插值法改变延迟（续）
4.2 LC振荡器的调节 1
LC
Biblioteka Baidu反偏pn结可以当作变容二极管
LC
实际（有损）并联LC回路含电阻成份
品质因数
Q L1
RS
阻抗
3.1 LC振荡回路（续）
串联→并联
在较窄的频率范围内ZS＝ZP
得到
LP
L1 1
RS2
L12 2
L1
RP
L12 2
RS
Q2RS
谐振频率
1
1 LPCP
3.2 “调谐”电路
LC回路作负载
保证变容二极管反偏或正偏较弱
4.2 LC振荡器的调节（续）
变容二极管
N阱与衬底的电容 减小串连电阻
4.2 LC振荡器的调节（续）
变容二极管 消除N阱与衬底的电容的影响 采用PMOS器件电路
5、VCO的数学模型
相位与频率
d
dt
dt 0
VCO
Vout (t) Vm cos(out dt 0 ) Vm cos(0t KVCO Vcont dt 0 )