电源反馈设计速成篇之十实战1 (Multi Phase Buck)
基于BUCK 电路电压模式的反馈环路设计
课程设计基于BUCK 电路电压模式的反馈环路设计——一个12至18V 输入3.3V/2A 输出的电源姓名：学号：指导老师：一、tps54231基本信息各引脚功能1. BOOT 开机，在BOOT和PH之间需要0.1µF自举电容，在这个电容电压低于最低要求时，高边的MOSFET被迫改为电容直到被刷新。
2. VIN 输入电源电压3.EN 使能引脚下拉电压低于1.25V禁用，建议规划有两个分压分离电阻4.SS 慢启动引脚外部电容连接到该引脚，设置输出上升时间5.VSENSE 反向波节的gm误差放大器P 误差放大器输入输出在该脚比较，频率补偿元件连接到该管脚7.GND 地8.PH 外部高边MOSFET的原动力二、要求电压输入范围:：12~18V额定输出电压： 3.3V输出纹波电压：30mV（1%）输入纹波电压： 300mV最大输出电流：2A开关频率：570kHz三、基本电路图四、参数计算1.1R 和2R的选择A V V R STOPSTART μ31-=取1R =332KAR V R ENSTART ENμ112+=取2R =68.1K2.输出电压设定点Tps54231的开关频率设定为570KHz 。
TPS54231的输出电压是外部可调电阻分压器使用网络。
R5和R6组成输出电压分压网络，电阻分压器给出方程为⎥⎦⎤⎢⎣⎡+⨯=651R R V V ref out R5一般选择约10K Ω，在标准值匹配中选用 R5=10.2K ΩREFout REFV V R R R -⨯=56 V V out 3.3= V V REF 8.0=⇒ ΩK R 264.36≈在标准值匹配中 取 R6=3.24K Ω3.输入电容典型的去耦电容推荐为10µF，在此选择F C μ7.41=，F C μ7.42=作为去耦电路。
此外选择F C μ01.03=作为高频滤波。
这个输入脉动电压可以近似为max max ,25.0ESR I f C I V out swBULK out in ⨯+⨯⨯=∆，其中max ,out I 最大负载电流为2A ，sw f 开关频率为570KHz ，BULK C 为最大电容值 max ESR 为最大散装电容串联电阻。
多相buck变换器峰值电流模控制的补偿
多相buck变换器峰值电流模控制的补偿摘要：一、引言二、多相buck 变换器的概述三、峰值电流控制及其在多相buck 变换器中的应用四、峰值电流控制的补偿方法五、补偿方法的优缺点分析六、结论正文：一、引言在现代电力电子技术中，多相buck 变换器被广泛应用于电力系统、工业控制、通信设备等领域。
其主要优点在于能够实现高效率的电压调节，以及优秀的输出电压纹波特性。
然而，在实际应用中，由于负载变化、电源电压波动等因素的影响，可能导致多相buck 变换器的输出电压存在一定程度的波动。
为了解决这一问题，峰值电流控制被引入到多相buck 变换器中。
本文将对多相buck 变换器峰值电流模控制的补偿方法进行探讨。
二、多相buck 变换器的概述多相buck变换器是一种DC/DC降压变换器，主要由多个开关管、电感、电容和二极管组成。
通过开关管的控制，实现对输入电压的有效降压，从而得到稳定的输出电压。
多相buck变换器具有电路结构简单、输出电压纹波小、效率高等优点。
三、峰值电流控制及其在多相buck 变换器中的应用峰值电流控制是一种基于电流的控制策略，通过控制开关管的导通时间，使得电流在每一个开关周期内达到峰值，从而实现对输出电压的调节。
在多相buck 变换器中，峰值电流控制可以有效提高系统的稳定性和动态响应速度，同时降低输出电压的纹波。
四、峰值电流控制的补偿方法在实际应用中，由于多相buck 变换器存在电感、电容等元件，可能导致峰值电流控制效果受到一定程度的影响。
为了解决这一问题，需要对峰值电流控制进行补偿。
常见的补偿方法包括：1.增加电感滤波器：通过增加电感滤波器，可以减小输出电压的纹波，提高峰值电流控制的效果。
但是，增加电感滤波器会增加系统的成本和体积。
2.采用数字控制：通过数字控制技术，可以实现对峰值电流控制的精确调节，提高系统的控制精度。
但是，数字控制需要处理大量的数据，可能会导致系统的响应速度降低。
3.使用补偿器：通过使用补偿器，可以在不改变系统结构的前提下，提高峰值电流控制的效果。
基于UC3842的多端反激式开关电源的设计与实现
论文提交日期
学校代号：10532 学 密 号：S1109W309 级：公开
湖南大学工程硕士学位论文
基于 UC3842 的多端反激式开关电源 的设计与实现
学位申请人姓名： 导师姓名及职称： 培 专 养 业 单 名 位： 称：
朱晓曲 全惠敏 副教授 刘国清高工
电气与信息工程学院 电子与通信工程 2013 年 4 月 15 日 2013 年 5 月 18 日 黎福海 教授
作者签名：
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学位论文版权使用授权书
本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，同意学校保 留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。 本人授权湖南大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 本学位论文属于 1、保密□，在______年解密后适用本授权书。 2、不保密√ □。 （请在以上相应方框内打“√”）
论文提交日期 ： 论文答辩日期 ： 答辩委员会主席：
Design and Implementation of the UC3842 multiple-output flyback switching power
by Zhu Xiaoqu B.E.（Hunan University of Science and Technology）2011 A thesis submitted in partial satisfaction of the Requirements for the degree of Master of Engineering in Electronics and Communications Engineering in the Graduate School of Hunan University
buck电路实例 -回复
buck电路实例-回复什么是buck电路？buck电路是一种降压型直流-直流（DC-DC）电路，常用于将较高电压降低为较低电压。
它是一种开关电源设计，其主要组成部分包括输入导体、开关元件、电感、电容和负载。
步骤一：电路原理buck电路的基本原理是通过周期性切换的开关元件来控制电感储能和释放，从而降低输入电压，并在电容上提供稳定的直流输出电压。
当开关元件导通时，电感储能，当其断开时，电感释放能量。
通过调节开关元件的通断频率和占空比，可以控制输出电压的大小。
步骤二：电路设计在设计buck电路时，以下几个要素需要考虑：1. 输入电压（Vin）：输入电压是buck电路的工作基准。
根据负载的要求和输入电压的范围，选择合适的输入电压。
2. 输出电压（Vout）：输出电压是通过调整开关元件的占空比来实现的。
根据应用需求，选择合适的输出电压。
3. 输出电流（Iout）：输出电流是buck电路能够提供给负载的最大电流。
它取决于负载的需求以及电路的设计能力。
4. 开关频率（fsw）和占空比（Duty Cycle）：开关频率和占空比决定了开关元件的工作周期和导通时间。
合适的开关频率和占空比可以提高电路的效率和稳定性。
5. 电感和电容选择：电感和电容的选择取决于输入电压范围、输出电压范围和输出电流需求。
合适的电感和电容可以提供稳定的输出电压。
步骤三：buck电路实例现在，我们将通过一个具体的实例来详细讲解buck电路的设计过程。
假设我们需要设计一个输出电压为5V的buck电路，输入电压范围为12V-24V，输出电流需求为2A。
为了方便说明，我们选择一个典型的buck 电路芯片LM2596作为参考。
首先，根据输出电压要求，选择合适的调整电阻和反馈电阻，以便调整开关元件的占空比，使输出电压为5V。
然后，根据输入电压范围和输出电流需求，选择合适的电感和电容。
一般来说，电感的选择应该能够满足最大负载电流的要求，并且电容应该足够大，以提供稳定的输出电压。
电源老兵，多年技术笔记曝光！BUCK,BOOST,FLYBACK,LLC都过一篇
电源老兵，多年技术笔记曝光！BUCK,BOOST,FLYBACK,LLC都过一篇这些年都用到了很多的电源拓扑结构(BUCK,BOOST,FLYBACK,LLC)，设计产品，做认证，到量产，设计中和调试时种种意想不到的情况时有发生，算算还是挺有意思的。
按照流水账方式做个记录，顺便自己也可以复习一下之前的知识点,有不对的地方还望大家批评指正。
BUCK电路降压电路输出电压小于输入电压。
调试中碰到的问题PWM占空比不稳定，大小波，负载切载时输出有抖动，起机过冲，满载起机抖动，批量生产有少量IC损坏。
EMC的问题，辐射超标。
1PWM占空比不稳定，大小波。
可以通过调节环路参数来处理，如图上的C2，R2，C1,R1。
设计可以参考《开关电源设计第三版》第12章图12.12。
对于改这2个参数无效果的那就要反推设计中的电感和电容是否合适，直接点就是看电感的电流波形，采用电感的串并联观察PWM波形变化。
另外，IC的占空比如果在极限附近，如占空比90%，工作时达到88%同样也会影响PWM的大小波，这个时候要考虑是否更换占空比更大的IC。
7选型需要注意的部分，开关器件都有最大电压和电流的范围，要挂波形看管子的应力是否有余量，如果有-40℃的设计要降额，MOSFET的DS电压会下降，电容的容量下降，ESR增大，高温情况需看电感的参数，外购的电感温度范围一般在85℃，如果电感温度过高，环境温度过高会有匝间短路的风险。
BOOST电路做的案子不多，碰到的问题比较少，有用模拟IC做的，也有用单片机做的，感觉这个环路比BUCK容易调整(之前的案子，功率小于60W)。
碰到过很小的体积做LED60W电源，温度不好整，最后用了铁硅铝的磁环搞定了。
FLYBACK这个是小功率电源应用很广泛的拓扑了，大家分析也是特别多的。
我讲讲一款产品从设计到量产过程中的一个流程好了，以及其中碰到的问题和一些经验。
借鉴下NXP的这个TEA1832图纸做个说明。
基于SG3525的两相BUCK变换器
毕业论文（设计）基于SG3525的两相BUCK变换器Two - phase BUCK Converter based on SG3525姓名：学号：系另壯物理与信息工程学院专业：电气工程及其自动化年级：___________ 2013级指导教师：2017年3月27日摘要H前，越来越多的设备已不仅仅可由单一电源供电，而要多个电源配合供电来保障大功率设备的正常工作。
本文介绍以SG3525为核心，主体电路采用两路BUCK电路成相互配合的开关电源电路，介绍了SG3525芯片的工作原理及通过11脚，14脚两脚推挽输出，两脚相位差180度，通过控制2脚电压，来控制输出电压的占空比，从而影响负载的的电圧。
当11脚和14脚的输出电流达到5至10亳安就可以驱动光耦A312O,直接驱动mos管的栅极。
从而驱动主电路。
最后比较采样电压来决定改变占空比进行电压调整。
当两路电源有一个支路出现故障时，另一路可以继续供电，保证了系统的正常工作, 提高了供电的可靠性。
关键词：SG3525;PWM,开关电源AbstractAt present, the transition from unilateral power supply to multilateral power supplies is a big progress for power consumption equipment.lt make sure of normal operation under high-power condition.This article describes a switching power supply circuit which is made of the SG3525 as the core and two BUCK circuits as the main circuit.In additionjt introduces how the SG3525 chip works and how to control the push-pull output through the 11 pin and the 14 pin.What the difference between two pins is 180 degrees,to control the bilateral voltage and the duty cycle of output power is a method of controlling the effect on load voltage.When the output current of the 11 pin and 14 pin reaches 5~10 mA.the A3120 OC will be drove, and after that the mos tube gate will be drove.So then it will drive the main circuit to work.Afterward.it will adjust the voltage by means of comparing the sampling voltage and correcting the duty cycle.If an error occurred in one branch of bilateral power supplies,the other would continue to work.That will ensure the system to work normally and improve the reliability of power supply.Key words：SG3525; PWM, switching power supply目录中英文摘要 (II)1.2开关电源技术发展概况 (1)1.3本文的主要内容 (1)2硬件介绍 (3)2.1SG3525引脚功能及特点简介 (3)2.2PWM控制基本原理 (4)3系统设计 (6)3.1实现功能 (6)3.2总系统框图 (6)3.3DC/DC降压变换器方案 (6)4电路设计 (6)4.1电路参数的设计 (7)4. 2主电路的设计 (7)421单相Buck电路与两相的对比 (7)422主电路图 (8)4.2.3工作原理 (8)4.2.4推挽输出 (8)4.2.5SG3525 输出波形 (9)4.3器件参数的选取 (9)4.3.1开关管的选择 (9)4.3.1电容的计算 (11)4.3.3电感的选择 (11)4.3.4续流二极管的选择 (11)4.4驱动电路的设计 (12)441驱动类型的选择 (12)4.4.2 光耦A3120 (12)4.4.3驱动光耦A3120电路 (14)4.5SG3525电路的设计 (14)451 SG3525外围设计 (15)4.5.2器件的选取.............................................................. -15 - 5系统测试与分析. (16)5.1测试工具 (17)5.4数据釆集 (17)5.4」SG3525的输出波形和光耦A3120的输出波形 (17)5.4.2二极管的波形 (19)5.4.3负载电压数据记录 (19)5.5数据分析 (20)6总结 (21)6.1工作总结 (22)6.2不足和展望 (22)致谢 (23)附录 (24)附录一：器件清单 (25)附录二：原理图 (26)附录三：PCB图 (27)附录四：实物图 (28)1引言1.1选题背景及实际意义电源设备在工业发展、农业生产、电子发明、动力管理技术及灯光使用、电冰箱等日常生活各个方面经常被使用，是电子设备和机电设备的基础。
电源设计中的原边反馈控制和副边反馈控制方案分析-技术方案
电源设计中的原边反馈控制和副边反馈控制方案分析-技术方案一、原边反馈控制、副边反馈控制方案分析PSR(Primary Side Regulator)即原边反馈，用于反激式开关电源中，其利用辅助线圈来提取副边线圈上的输出电压信号。
由于辅助线圈与副边线圈上的电压与匝数比有关，且在副边线圈去磁结束点(即线圈上的电流下降至零时)，电源输出电压等于副边线圈上的电压，采样该反馈电压信号，经控制芯片处理得到理想的PWM控制信号，用于控制原边侧功率管的开关，功率管的开关时间决定了变压器上能量储存的多少，从而也直接影响了副边输出电压的大小。
利用这一系列的反馈关系，终可得到稳定的电压输出。
SSR(Secondary Side Regulator)即副边反馈，副边反馈控制技术是发展较早的反激式开关电源控制技术，其对输出电压的提取过程直接在变压器的副边电压输出端完成，因此需要在副边增加光耦、TL431及相关阻容元件，其中TL431为误差放大器，能够实时监测输出电压，并将监测结果以电流的形式通过光耦反馈至原边，同时保证输入端与输出端的隔离。
二、两者的比较如下为思睿达原边反馈控制(PSR)方案和副边反馈控制(SSR)方案。
C6267原边反馈控制方案C5269S副边反馈控制方案三、原边、副边方案如何选?比如在充电器领域，直接对电池充电的应用，一般会对空载电压精度要求高，可以选择副边电源IC+恒流芯片来做。
通过电池管理芯片，对电池充电的。
因为电池管理芯片会有过压和过流保护，可以直接选用原边方案来进行，这样成本相对于副边的方案来说会降低很多。
有时候也可以和客户讨论客户的设计方案来降低成本，引导客户开案。
如在LED灯领域，每串灯珠的前面没有加上一个限流电阻。
那么，在电源线路设计中，用副边方案的IC+高精度恒流方案来做，价格较高;用原边方案，原边的恒流精度在生产中很难达到客户的要求。
但是在每串灯珠的前面加上一个限流电阻，那么就可以直接用原边方案来进行设计，既可达到客户要求，又可以节约成本。
BUCK-BOOST电路(电压反馈)原理图及应用分析
BUCK-BOOST电路（电压反馈）原理图及应用分析这个电路我调试了三天才调出一点眉目来，起初我以为是在光耦那里出了问题，反复修改那部分电路，只是在空载的情况下可以，一加100欧以内的功率负载，输入直流稳压电源就稳流了，怎么改都不行。
加跟随，换成ISO124隔离都不能带负载，最后来了个绝的，把自己绕制的1mH的小功率电感换成500uH/6A 的大功率电感之后，带负载就不稳流了。
1~3A负载电流都可以实现。
我总结了一下开关电源调试技巧：1、输出反馈电压与比较参考电压是否合理？2、栅源之间PWM是否正常，有无？占空比是否正确（是升压还是降压？）？开关频率是否设置合理（这关系到开关损耗和输出纹波电压）？3、UC3525供电电压是否在正常范围？共“地”问题是否处理好？4、电感（磁芯、通过电感的电流I、电感感值L、开关频率f）。
这些都是在平时调试开关电源电路时所必须注意的地方，当然可能有些地方没有顾及到。
总结：1．SG3525的PI调节部分确实很关键，这个部分没做好，题目中什么指标都免谈，本次使用204的可调电阻和105串联，最后在与682的瓷片电容并联。
2．开关管的DS之间并联一个电容作为吸收电路，此电容不宜过大（如474的电容），否则会导致开关管发热严重，主干电路的输入电流无谓的增加了几十mA，一般可选择100-470之间的值（一般情况下），也可以与一个小电阻（10-100）串联3．SG3525的10脚，可以接一个2K的电阻到地，亦可以用来作为一个电流反馈端，用作保护作用。
（类似于UC3842的电流反馈的功能）（如果用直流电源作为输入的，而且容易恒流的话，可用此法）4．纹波测试技巧：示波器探头夹在电容两端，越近越好，这样测试纹波则相当小。
5．电压跟随电路（暂对于直流）的性能分析：OPA277 OP07 NE5532/NE5534效果依次递减。
原因：输入失调电压，输入失调电流，以及输入失调电压温漂，输入失调电流温漂越小，跟随性能越好。
电源反馈设计速成篇之一建模篇 (Voltage mode, CCM)
电源反馈设计速成篇之一: 建模篇 (Voltage mode, CCM)以buck 为例.Buck 最简单, 容易理解.电压模式, 电流连续为最基础的工作方式,也是其他方式的基础.图1为Buck 电路, 开关的占空比为D. R C 为电容C 的ESR. 电感L 的ESR 为R L . R 为负载电阻. 虚线中的部分为开关工作方式, 如果将其等效平均电路模型替换, 既可得到整个电路的平均电路模型.其中a 为active 有源端接开关, p 为无源端接二极管, c 为公共端接电感. 图2为虚线中的部分等效平均电路模型, Vap 为ap 电压, Ic 为c 端电流. D 为DC 占空比, d 为AC 扰动占空比. 图3为Buck 的等效平均电路模型.VgDLR C CRR L a pc图1.p图2.L R Vg图3.开环控制到输出传递函数Gvd:202011ωωωs Q s s R R RV G z L g vd +++⋅+⋅=,C R C z 1=ω, RR R R LC C L++⋅=1110ω, (110L L C L R R R R R C R R L Q +⋅+⋅++⋅=ω有LC 双极点和一个电容ESR 零点。
锯齿波电压峰峰值为Vm, 则调制部分为:mm V F 1=补偿器设计为As,则开环回路增益为: vd m s G F A T −=反馈设计的目的是设计As 得到希望的T, 因为Fm 和Gvd 是决定于其他因素的(效率, 频率等等).例子: 30V/15V buck 参数如下Vin 30:=D 0.5:=L 50106−⋅:=R 5:=C 100106−⋅:=fs 100103⋅:=Rc 50103−⋅:=Vm 3:=Vo 15:=fs 105:=Ts 1fs:=Ts 1105−×=R L 50103−⋅:=开环控制到输出传递函数Gvd: 双极点使相位接近180度而电容ESR 零点拉回90度。
三相交错并联buck变换器工作原理
三相交错并联buck变换器工作原理三相交错并联buck变换器是一种用来降低电压的开关电源变换器。
它是通过将输入电压分为三个相移120度的部分，并将它们在不同的开关周期交错地运行来实现电压转换的。
三相交错并联buck变换器的工作原理如下：1.输入电压分解：首先，输入电压经过一个大电感器（也称为输入滤波电感器）分解成三个相移120度的电压分量，分别称为UA、UB和UC。
2.开关控制：每个电压分量UA、UB和UC通过一个高频开关控制器进行控制，分别对应着三个开关管SA、SB和SC。
开关管的开关周期是固定的，通常在几十千赫茨到几百千赫茨之间。
3.高频转换：在每个开关周期内，开关管SA、SB和SC依次被打开和关闭，以控制输出电压的加工。
4.输出滤波：输出电压经过输出滤波电感器进行滤波和平整，以去除高频噪声和纹波。
5.输出电压调整：输出电压还经过一个输出电压控制器进行调整。
输出电压控制器可以根据需要调整其输出电压的大小，从而满足不同负载的要求。
三相交错并联buck变换器的优势在于它可以有效地降低输入电压，同时提供一个稳定的输出电压。
此外，由于输入电压被分解成三个相移的电压分量，并且每个电压分量都有一个单独的开关进行控制，因此它具有更高的可靠性和可控性。
三相交错并联buck变换器在一些应用中被广泛使用，如电动汽车充电器、可再生能源发电系统等。
它可以将高压直流电源转换为需要的低压直流电源，从而满足不同设备的电压要求。
总之，三相交错并联buck变换器是一种常用的电力转换装置，它通过将输入电压分解为三个相移的电压分量，并通过开关控制器和输出电压控制器实现电压转换和输出调整。
多路输出反激式开关电源的反馈环路设计
多路输出反激式开关电源的反馈环路设计引言开关电源的输出是直流输入电压、占空比和负载的函数。
在开关电源设计中，反馈系统的设计目标是无论输入电压、占空比和负载如何变化，输出电压总在特定的范围内，并具有良好的动态响应性能。
电流模式的开关电源有连续电流模式(CCM)和不连续电流模式(DCM)两种工作模式。
连续电流模式由于有右半平面零点的作用，反馈环在负载电流增加时输出电压有下降趋势，经若干周期后最终校正输出电压，可能造成系统不稳定。
因此在设计反馈环时要特别注意避开右半平面零点频率。
当反激式开关电源工作在连续电流模式时，在最低输入电压和最重负载的工况下右半平面零点的频率最低，并且当输入电压升高时，传递函数的增益变化不明显。
当由于输入电压增加或负载减小，开关电源从连续模式进入到不连续模式时，右半平面零点消失从而使得系统稳定。
因此，在低输入电压和重输出负载的情况下，设计反馈环路补偿使得整个系统的传递函数留有足够的相位裕量和增益裕量，则开关电源无论在何种模式下都能稳定工作。
1 反激式开关电源典型设计图l是为变频器设计的反激式开关电源的典型电路，主要包括交流输入整流电路，反激式开关电源功率级电路(有PWM控制器、MOS管、变压器及整流二极管组成)，RCD缓冲电路和反馈网络。
其中PWM控制芯片采用UC2844。
UC2844是电流模式控制器，芯片内部具有可微调的振荡器(能进行精确的占空比控制)、温度补偿的参考基准、高增益误差放大器、电流取样比较器。
开关电源设计输入参数如下：三相380V工业交流电经过整流作为开关电源的输入电压Udc，按最低直流输入电压Udcmin 为250V进行设计；开关电源工作频率f为60kHz，输出功率Po为60W。
当系统工作在最低输入电压、负载最重、最大占空比的工作情况下，设计开关电源工作在连续电流模式(CCM)，纹波系数为0．4。
设计的开关电源参数如下：变压器的原边电感Lp=4．2mH，原边匝数Np=138；5V为反馈输出端，U5V=5V，负载R5=5Ω，匝数N5V=4，滤波电容为2个2200μF／16V电容并联，电容的等效串联电阻Resr=34mΩ；24V输出的负载R24=24Ω，匝数N24V=17；15V输出的负载R15=15Ω，匝数N15V=1l；一1 5V输出的负载R-15V=15Ω，匝数N-15V=11。
电源反馈设计速成篇之八建模篇(Peak Current Mode)
电源反馈设计速成篇之八: 建模篇(Peak Current Mode) 图1为Peak Current Mode 等效小信号模型. Vg为输入电压, Vo为输出电压, io 为输出电流, iL 为电感电流, d为占空比, Vc为反馈控制电压. Gvg为Vg到Vo的传递函数, Gvd为d 到Vo的传递函数, Gig, Gio, Gid分别为Vg, io, d到iL的传递函数, Zo为开环输出阻抗, Fm为等效调制比(Voltage Mode就是三角波幅度倒数, Current Mode是电压和电流的综合),Kf和Kr是考虑了Vg和Vo的扰动影响, 其值很小, 一般忽略没有大的影响. Hv是电压反馈环, Hi是电流采样系数, 负号表示负反馈. 如果是采样电阻的CIC(Current Injection Control)法, Hi就是采样电阻,如果是电感电压的SCM(Standard Current Mode)法, Hi要根据具体电路求得. Current Mode的精髓是要知道电感的di/dt.Gvg, Gvd, Zo, Gig, Gid, Gio这些传递函数都可以由Voltage Mode得到. 不再赘述.图1. Peak Current Mode等效小信号模型He 是等效采样保持传递函数1)(−⋅=⋅sT s se e T s s HTs 为开关周期.如下表:: Ri 为电流取样电阻, 即Hi.可以证明, 不论Ri 去多大, 电流内环都一样, 因为Fm 可以和Ri 对消．一般Ri 由功耗等决定．定义s e n s n c m T S S T S m F )(11+==, ne cS S m +=1Ts 为开关周期, Se 为外加斜坡补偿三角波幅值, Sn 为电感电流采样等效三角波幅值. mc 为衡量斜坡补偿效果系数, mc=1即Se=0, 为纯电流控制，mc>>1既外加斜坡补偿>>电感电流采样等效三角波幅值, 退化为Voltage Mode.一般mc=1.5-2.Hv 为设计参数，一般用Type2补偿，零点决定响应快慢，极点补偿ESR 零点，ＲＨＰ零点，或1/2开关频率，三者取其低的值.以上为CCM Mode, 如果为DCM mode, 则开环参数为DCM mode 下的各个参数, 如下表:图1为整个系统的信号流图, 在推导小信号公式时有很多变量为零, 可大大简化. 以控制到输出传递函数为例, 图2为buck 电路, 图3为buck 小信号模型和控制到输出信号流图.V in图2. Buckd*Vap/Dvc图3. Buck 小信号模型和控制到输出信号流图可以求得电流内环开环回路增益Ti 为)()(s G s H H F T id e i m i ⋅⋅⋅=,电阻取样Hi=Ri, 否则要另行计算, 和具体电路有关. 当电流内环闭环时, 控制到输出传递函数Goc 为)(1)(s G F K T s G F G vd m r i vd m oc ⋅⋅−+⋅=电压回路增益Tv 为)()(s G s H F T vd v m v ⋅⋅=, Hv(s)为要设计的反馈部分.电压外环回路增益T2为ivT T T +=12, 根据T2来看相位和幅值裕量. 电流环闭合后输出阻抗Zoicl 为gi vd m e i vd o oicl V T s G F s H H s G s Z Z ⋅+⋅⋅⋅⋅+=)1()()()()(, Zo(s)为开环输出阻抗.电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zovcl 为ivd m r vd m v oiclovcl T s G F K s G F s H Z Z +⋅⋅−⋅⋅+=1)()()(1 例子 Buck 电路:Vg 11:=L 37.5106−⋅:= Rc 0.02:= C 400106−⋅:= Fs 50103⋅:= Vo 5:= R 1:=Ri 0.33:=Sn Vg Vo −L Hi ⋅:= Sn 5.28104×=Fm mc ()1mc Sn ⋅Ts ⋅:=mc 设为变量, 对Hv 零点和极点的选取:选择 wzc 使Settling time 为 0.5ms,wzc 10.5103−⋅:=wzc 2103×=选择wpc 为 ESR 零点, RHP 零点, 1/2 开关频率, 三者的低频:w ZESR 1.25105×=ws 2π⋅Fs ⋅:= 0.5ws 1.571105×= 因没有RHP 零点, ESR 零点比1/2 开关频率低, 取wpc w ZESR :=wpc 1.25105×= Rx 103:=Ry 103:=Hv s wi ,()Ry Rx Ry +wis1swzc +1s wpc+⋅:=Kr Ts Ri⋅2L ⋅:=Kr 0.088=Kf D −Ts ⋅Ri⋅L1D 2−⎛⎜⎝⎞⎟⎠⋅:=Kf 0.062−=图4为电流内环闭环时, 控制到输出传递函数Goc, 参变量mc 为1,1.2,1.5,2,4. Mc=1.5 –2时系统相位和幅值变化平稳. 选取mc=1.5.变化wi 不会改变Hv 相位, 选取 wi 以满足相位和幅值裕量要求. 图5给出了T2和wi 关系. 选取 wi = 40000, 剪切频率fc=13253 Hz, 相位和幅值裕量 55 degree, 6 dB.图6为求得反馈部分电阻,电容值后电流内环闭环时, 控制到输出传递函数Goc, mc=1为纯电流控制, mc=1.5为外加斜坡补偿的优化设计.图7为电流环闭合后输出阻抗Zoicl, mc=1为纯电流控制, mc=1.5为外加斜坡补偿的优化设计.图8为电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zoicl, mc=1为纯电流控制, mc=1.5为外加斜坡补偿的优化设计.图9-11分别为mc=1时的PSPICE 仿真结果, 用来验证公式的正确.101001.1031.1041.1051.10660402020gain Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.2,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.5,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅2,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅4,()()f n101001.1031.1041.1051.10620015010050180−phase Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.2,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅ 1.5,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅2,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅4,()()f n图4. 电流内环闭环控制到输出传递函数Goc101001.1031.1041.1051.10660303060gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,10000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,20000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,40000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,100000,()()gain T22i π⋅f n ⋅ 1.5,200000,()()f n101001.1031.1041.1051.10630025020015010050180−phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,10000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,20000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,40000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,100000,()()phase T22i π⋅f n ⋅ 1.5,200000,()()f n图5. 电压外环回路增益T2 和wi 关系1101001.1031.1041.1051.1068060402020gain Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()gain Goc 2i π⋅f n ⋅mc,()()f n1101001.1031.1041.1051.10620015010050180−phase Goc 2i π⋅f n ⋅1,()()phase Goc 2i π⋅f n ⋅mc,()()f n图6. 电流内环闭环控制到输出传递函数Goc (mc=1, 1.5)1101001.1031.1041.1051.10640302010gain Zoicl 2i π⋅f n ⋅1,()()gain Zoicl 2i π⋅f n ⋅mc ,()()f n1101001.1031.1041.1051.10680604020phase Zoicl 2i π⋅f n ⋅1,()()phase Zoicl 2i π⋅f n ⋅mc,()()f n图7.电流环闭合后输出阻抗Zoicl (mc=1, 1.5)1101001.1031.1041.1051.10680604020gain Zovcl 2i π⋅f n ⋅1,wi,()()gain Zovcl 2i π⋅f n ⋅mc ,wi,()()f n1101001.1031.1041.1051.106200100100180−phase Zovcl 2i π⋅f n ⋅1,wi ,()()phase Zovcl 2i π⋅f n ⋅mc ,wi ,()()f n图8. 电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zovcl (mc=1, 1.5)图9. Pspice 结果:电流内环闭环控制到输出传递函数Goc (mc=1)图10. Pspice 结果: 电流环闭合后输出阻抗Zoicl (mc=1)图11. Pspice 结果: 电流环和电压环都闭合后输出阻抗Zovcl (mc=1)。
buck反馈原理
buck反馈原理Buck反馈原理是一种常见的电子反馈控制技术，被广泛应用于电源管理系统中。
它基于负载电压与参考电压之间的差异，并使用此差异来调整开关转换器的工作周期，以达到稳定输出电压的目的。
本文将详细介绍Buck 反馈原理，并逐步解释其工作原理。
第一部分：介绍Buck反馈原理第一部分将介绍Buck反馈原理的概述，包括其应用领域、基本工作原理以及优点。
第二部分：Buck反馈原理的基本工作原理第二部分将详细解释Buck反馈原理的基本工作原理，包括反馈控制循环、比较器、错误放大器和PWM调制等关键组件的作用。
第三部分：Buck反馈原理的实现步骤第三部分将逐步介绍Buck反馈原理的实现步骤，包括参考电压设定、误差放大器和比较器的调节、PWM调制和反馈控制系统的调试等。
第四部分：Buck反馈原理的应用案例第四部分将通过实际案例展示Buck反馈原理在电源管理系统中的应用，具体包括电源输出的稳定性、负载变化对输出电压的影响以及过流保护等方面。
第五部分：Buck反馈原理的优缺点第五部分将综合分析Buck反馈原理的优缺点，包括其稳定性、效率、成本和复杂程度等方面，并与其他常见的反馈控制技术进行比较。
第一部分：介绍Buck反馈原理Buck反馈原理是一种常见的电子反馈控制技术，广泛应用于电源管理系统中。
它通过将开关转换器的工作周期与负载电压之间的差异进行比较，来调整输出电压的稳定性。
这种反馈控制技术适用于各种应用场景，包括DC-DC转换器、电动车辆、锂电池充电器等。
Buck反馈原理的基本工作原理是通过比较参考电压与负载电压之间的差异来生成一个误差信号。
然后，该误差信号被放大并输入到PWM控制器中。
PWM控制器负责调整开关转换器的工作周期，以稳定输出电压。
这样，当负载电压低于参考电压时，误差信号将触发PWM控制器增加开关转换器的工作周期，从而提高输出电压。
相反，当负载电压高于参考电压时，误差信号将触发PWM控制器降低开关转换器的工作周期，以降低输出电压。
多相交错并联BUCK型DC-DC变换器分析与设计
than 1.3%. When the load current is greater than 2A, the current imbalance of each
method, including parameter calculation of input and output capacitors and energy
storage inductor.
Compared with the single-phase converter, the control strategy of the multi-phase
automatic current sharing method, external controller method, etc. need to add
additional circuits, which increases circuit complexity. In this thesis, the average current
换器扰动信号进行分析，提出了基于数字 PID 控制多相交错并联拓扑结构多环
控制策略。以三相交错并联 BUCK 型 DC-DC 变换器为例，通过 Matlab/Simulink
对该方案进行了仿真验证，仿真结果表明，采用该控制策略的三相交错并联
BUCK 型 DC-DC 变换器具有输出纹波低，带载能力强，各相电流均衡度、系统
of the drive signal. Affected by the manufacturing process, the actual parameters of the
电源反馈设计速成篇之七拓扑篇
电源反馈设计速成篇之七: 拓扑篇图1为Buck 电路,虚线中的部分可以将CCM 或DCM 等效平均电路模型代入,即可进行推导和计算仿真交流小信号的各项参数. 同样对Boost 和Buck-boost 也可进行同样的代入过程. 图2和图3分别为Boost 和Buck-boost 电路.V in图1. Buck 电路V in 图2. Boost 电路V in图3. Buck-boost 电路对Boost 不难推出其控制到输出传递函数有右半平面零点(RHP zero):fz L M R ⋅=22ω, 此表达式对DCM 和CCM 是一样的, ino V V M =,此表达式对DCM 和CCM 是不一样的. 对Buck-boost 有类似的结果:f z L M M R ⋅+⋅=)1(2ω, 此表达式对DCM 和CCM 是一样的, ino V V M =,此表达式对DCM 和CCM 是不一样的. 有RHP zero 则回路增益剪切频率必须远低于RHP zero, 两个极点要补偿ESR zero 和RHP zero. 对DCM 来说, 负载太轻则RHP zero 移向低频, 为提高带宽和动态响应, 必须加一点点假负载使RHP zero 不致太低.为啥Buck 没有而Boost 和Buck-boost 会有RHP zero? 想一下负载变化时控制信号,门极信号, 电感电流, 负载电流的变化情况就清楚了.其他隔离型变换器都可以折算到原边或付边成为非隔离型的变换器再进行计算.1. 正激 Forward: 绕组复位普通型可以将原边电压折算到付边为Buck, 有源钳位激磁电感和钳位电容形成谐振, 为四阶系统.双管正激和单管正激一样.2. 反激Flyback: 可以折算到原边或付边成为Buck-Boost3. 半桥Half-bridge: Center-Tap 可以将原边电压折算到付边为Buck, currentdoubler 可以将原边电压折算到付边为两相交错Buck, 最终可折算为单相Buck, 多相交错Buck 另文叙述.4. 全桥 Full-bridge: 普通型和半桥是一样的, 移相全桥没有仔细研究.5. 两级系统: 为四阶系统, 推导复杂, 但仿真计算一样, 计算机算就是了, 如谐振频率差很多可以近似把第二级看成是第一级的负载.。
三相交错并联buck电路驱动波形
三相交错并联buck电路驱动波形1.引言1.1 概述在电力转换和电源控制领域，三相交错并联buck电路是一种常用的拓扑结构。
它通过将三个buck电路相互交错并联，以实现高效、稳定的电压降低和功率转换。
该电路不仅能够实现较大范围的电流调节和电压转换，还具有较低的能量损耗和短路保护等优势。
三相交错并联buck电路由三个独立的buck电路组成，每个buck电路都有一个功率开关，控制其输出电流。
这三个buck电路通过三个独立的输入电源连接在一起，并具有相同的输出负载。
当输入电压施加在三相交错并联buck电路上时，每个buck电路的功率开关将根据控制信号的输入进行开关动作，实现电压的降低和输出电流的控制。
通过三个buck电路的交错并联，整个电路能够提供更大的输出电流和更低的输出电压，以满足各种电力转换和电源控制的需求。
三相交错并联buck电路具有较高的效率和稳定性。
由于其低能量损耗特性，它在电力转换和电源控制系统中得到广泛应用。
此外，它还具有较好的短路保护功能，能够在故障发生时及时切断电流，以保护电路和负载的安全。
本文将就三相交错并联buck电路的原理和工作方式进行详细探讨，并分析其在电力转换和电源控制领域的优势和应用前景。
通过对其运行波形的研究和分析，我们将深入理解该电路的工作原理和性能特点，为电力转换和电源控制系统的设计和应用提供参考和指导。
1.2 文章结构文章结构部分的内容可以包括以下内容：本文将按照以下结构进行阐述三相交错并联buck电路驱动波形的相关知识。
首先，在引言部分，将对本文所要讨论的主题进行概述，简要介绍三相交错并联buck电路驱动波形的背景和意义。
然后，将介绍本文的结构，概括性地说明每个章节的内容和目标。
最后，明确本文的目的，阐述写作本文的原因和意义。
接下来，在正文部分，将详细讲解三相交错并联buck电路的原理。
首先，将对三相交错并联buck电路的基本结构进行介绍，包括其组成元件和电路连接方式。
开关电源（1）之BUCK降压变换器工作原理及Multisim实例仿真
开关电源（1）之BUCK降压变换器⼯作原理及Multisim实例仿真开关电源（Switching Mode Power Supply）即开关稳压电源，是相对于线性稳压电源的⼀种的新型稳压电源电路，它通过对输出电压实时监测并动态控制开关管导通与断开的时间⽐值来稳定输出电压。
由于开关电源效率⾼且容易⼩型化，因此已经被⼴泛地应⽤于现代⼤多数电⼦产品中。
如果说每个现代家庭都⾄少有⼀个开关电源都不为过，如电视机（彩⾊的）、电脑、笔记本、电磁炉等等内部都有开关电源，虾⽶？这些东西你们家都没有？我去！那⼿机有没有？⼿机充电器也是⼀个⼩型的开关电源，中招了吧！⼿机也没有，那就是古代家庭了，忽略之！如下图所⽰为线性稳压电源电路的基本原理图：之所以称其为线性电源，是因为其稳定输出电压的基本原理是：通过调节调整管（如三极管）的压降V D来稳定相应的输出电压V O，也因调整管处于线性放⼤区⽽得名。
如果某些因素使得输出电压V O下降了，则控制环路降低调整管的压降V D，从⽽保证输出电压V o不变，反之亦然，但这样带来的缺点是调整管消耗的功率很⼤，使得该电路转换效率低下，当然，线性电源的优点是电路简单，纹波⼩，但是在很多应⽤场合下，转换效率才是⾄关重要的。
为了进⼀步提升稳压电路中的转换效率，提出⽤处于开关状态的调整管来代替线性电源中处于线性状态中的调整管，⽽BUCK变换器即开关电源基本拓扑之⼀，如下图所⽰：其中，开关K1代表三极管或MOS管之类的开关管（本⽂以MOS管为例），通过矩形波控制开关K1只⼯作于截⽌状态（开关断开）或导通状态（开关闭合），理想情况下，这两种状态下开关管都不会有功率损耗，因此，相对于线性电源的转换效率有很⼤的提升。
开关电源调压的基本原理即⾯积等效原理，亦即冲量相等⽽形状不同的脉冲加在具有惯性环节上时其效果基本相同，如下图所⽰：同样是从输⼊电源10V中获取5V的输出电压，线性稳压电源的有效⾯积为5×T，⽽对应在开关稳压电源的单个有效周期内，其有效⾯积为10×T×50%（占空⽐）=5×T，这样只要在后⾯加⼀级滤波电路，两者的输出电压有效值（平均值）是相似的。
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图 6 是多相 Buck 电流模式平均模型。这是我们的猜测，是否准确应由实践来 检验之。
图 7 给出了两相交错 Buck 电流模式的表达式计算结果和 Simplis 的仿真结果。 两者是一致的。
图 8 给出了两相交错 Buck 电流模式的实际测量结果。和理论结果吻合，如理 论结果剪切频率在 10kHz, 相位峪量 90 度，实际测量为剪切频率在 8.6kHz, 相位峪 量 86 度。曲线 damping 略有不同，这是不可避免的，因为 ESR 等参数只能估计一 下。
D ^ic
c
Icd^ p
1
D PWM
L/N
Ri/N
a PWM c
L
p
Duty Cycle
Ri
Sensed Curent Ramp Sn
d Mod External Ramp
Se
Ts Control Vc
Hcomp
Ts
图 6. 多相 Buck 电流模式平均模型
^
He(s)
d
Fm
Fc
V^c
He
(s)
=
sTs e sTs − 1
PWM
a
c
p
Von
L
V o ff
Duty Cycle
External Ramp Se Ts d
Mod
Ri Sensed Curent Ramp
Sn
Control Vc
a Vapd^
D ^ic
c
Icd^ p
1
D PWM
L
^ d Fm
Ri
He(s)
Fc
V^c
mc
=1+
Se Sn
Fm
=
1 mc SnTs
Ti (s) = FmGid (s)Ri He (s) Tv (s) = FmGvd (s)Hcomp (s)
Analysis
4.6 select voltage loop gain wi:
100 50 0
Fs Magnitude Simulation Fs
50
100
150 1
10
100
1 .103
1 .104
1 .105
1 .106
Phase
50
Fs
100
150
− 180
200
250
300
350 1
10
Tloop
(
s)
=
1
Tv (s) + Ti (s
)
图 5. 单相 Buck 电流模式平均模型
He (s)
=
sTs e sTs − 1
a PWM c
L
p
Duty Cycle
Ri
Sensed Curent
Sn
Ramp
Ts
d Mod
Control Vc
External Ramp
Vg
Se
Ts
RC CR
a Vapd^
perturbation can be considered the same.
图 3. 多相交错 Buck 平均模型
Gain (dB)
2-ch equivalent average model
20
10
0
10
20
30
40
50
60 100
50
1 .103
1 .104 fs
1 .105
1 .106
0
50
100
150
200 100
1 .103
1 .104
1 .105
1 .106
Frequency (Hz)
Simulation result
Gain(dB)
Phase(deg)
Phase (deg)
图 4. 两相交错 Buck 电压模式计算结果和仿真结果
以上结果对电压模式正确。对电流模式呢？ 图 5 是单相 Buck 电流模式平均模型。由电压模式结论可知，多相 Buck 可以等 效为单相 Buck，等效电感量为一相电感量除以相数。但是这里电流模式要保持 di/dt 不变， 就是说等效前的电感 di/dt 要和等效后的 di/dt 一致。电感为原来的 1/n, 为了维持 di/dt, 等效采样电阻也要变为原来的 1/n。
电源反馈设计速成篇之 实战 1 (Multi Phase Buck) 速成九篇之后, 应该是实战了。俗话说，师傅领进门， 修行在个人。多相交错 Buck 在低压大电流下已是工业界标准。电压模式和电流模式控制在这个电路下如 何建模呢？ 图 1 是多相交错 Buck 示意图。还给出了两相交错 Buck 电感电流波形。纹波可 以抵消，是其一大优点。 图 2 是单相 Buck 平均模型。由此可猜测，多相交错 Buck 可否是如图 3 所示的 模型呢？ 图 4 给出了两相交错 Buck 的表达式计算结果和 Simplis 的仿真结果。Simplis 的 好处是其可以对任意拓扑结构的电路进行开关模型的小信号仿真，也就是说你不需 要知道一个新开关电路的线性化的平均模型，你就可以直接进行小信号仿真而求得 开环回路增益 Loop Gain, 当然前提是你可以仿真得到稳态波形。所以 Simplis 的仿 真结果往往和实际测量结果一致。这就是说 Simplis 往往可以代替实际测量来进行 验证理论结果。毕竟每次做一个电路测量不是那么方便。 图 4 两相交错 Buck 的表达式计算结果和 Simplis 的仿真结果是一致的。所以多 相交错 Buck 可以等效成单相 Buck 平均模型，等效电感量为一相电感量除以相 数，Leq=L/n。 以上结果对电压模式正确。对电流模式呢？
100
1 .103
1 .104
1 .105
1 .106
图 7. 两相交错 Buck 平均模型电流模式计算结果和仿真结果
Fs
Phase Magnitude 图 8. 两相交错 Buck 实际测量结果
I1
L1
In
Ln
IL
ΔΙL
ΔΙ1
ΙL=I1+Ι2
Ι1 I2
图 1. 多相交错 Buck
L Vin
vˆp
L
C
C
vˆp = Vin ⋅ dˆ
图 2. 单相 Buck 平均模型
L
Vin*ΔD
I1
L1
In
Ln
L
L/4
Vin*ΔD
IL
Vin*ΔD
rc
L
Vin*ΔD
rc
C
L
Vin*ΔD
C
Since there is only one voltage feedback loop, the