反激式连续模式变换器设计
(完整版)50W反激变换器的设计
50W反激变换器的设计(CCM)电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac输出电压：5Vdc 输出电流：10A确定变压器初次级的匝比n设定最大占空比: D=0.45工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS最大磁通密度: B=0.2则主功率管开通时间为：Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS选择变压器的磁芯型号为EER2834磁芯的截面积：Ae=85.5mm最低输入电压:Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff( 设定整流管压降为1V ）变压器的匝比n: n = 13.67设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip10.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η( 设定电源的效率η为0.8 ）Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A变压器的感量L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH变压器的初级匝数Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T变压器的实际初次级匝数可以取Np = 27 T Ns = 2 T重新核算变压器的设计最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D )D = 0.447最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae )Bmax = 0.195 T初级电流Ip1 和Ip2：0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /ηIp2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A次级电流Is1和Is2Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8AIs_rms = 12.56A次级电压折射到初级的电压V or = n * ( V o + Vf ) = 81V初级功率管Mosfet 的选择Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 VIp_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A( 设定应力降额系数为0.8 ）可以选择Infineon 的IPP60R450E6次级整流管Diode 的选择Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 VIs_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ）可以选择IR 的30CTQ060PBF输出电容的选择设定输出电压的纹波为50mv输出电流的交流电流：Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D )Isac_rms = 9.36AResr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM)电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n设定最大占空比: D=0.3工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS最大磁通密度: B=0.2则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS选择变压器的磁芯型号为EER2834磁芯的截面积：Ae=85.5mm最低输入电压:Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有：Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr( 设定整流管压降为1V ）变压器的匝比n: n = 12.53设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2Ip2=Io*T/Tr=25AIp1 = Ip2/n=1.99 A变压器的感量L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH变压器的初级匝数Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T变压器的次级匝数Ns = Np / n = 1.4 T=2T变压器的实际初次级匝数可以取Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T开关电源一次滤波大电解电容开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间.滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。
反激式变换器原理设计与实用
反激式变换器原理设计与实用反激式变换器是一种常用的直流-直流转换器，主要用于将直流电压转换为不同电压级别的直流电压。
它采用单端开关转换器结构，其基本原理是通过周期性开关和储能元件（如电感或变压器）来实现电源和负载之间的能量转换。
1.绝缘变压器：反激式变换器中常使用绝缘变压器，这样可以实现输入和输出之间的电气隔离。
绝缘变压器将电源的直流电压通过变压器的绝缘耦合转换为高频交流电压。
2.开关元件：反激式变换器中使用开关器件（如MOSFET或IGBT）来周期性地开关电源与负载之间的连接。
开关器件的导通和截止状态可以通过控制器来调节，以实现控制电压输出。
3.能量传输和储存：当开关器件导通时，电源能量传输到负载，同时电感或变压器中储存大量能量。
当开关器件截止时，储存的能量通过二级储能电容释放给负载。
4.输出稳压：通过控制开关器件的导通比例和开关频率，可以实现输出电压的稳定。
通过反馈调节，可以使输出电压保持恒定。
1.输入电流和电压：确定输入电流和电压的范围，以满足负载需求。
2.输出电压和电流：确定输出电压和电流的需求，以满足负载的要求。
3.转换效率：转换效率是衡量变换器性能的重要指标，需要合理选择开关器件和电感的参数，以提高转换效率。
4.稳定性和纹波：稳定性是指输出电压在不同负载和输入电压条件下保持稳定。
纹波是指输出电压的波动，需要合理选择滤波电感和电容的参数，以降低纹波。
5.保护功能：反激式变换器需要具备过压、过流和短路等保护功能，以保护开关器件和负载免受损坏。
总而言之，反激式变换器通过开关器件和储能元件实现了电源和负载之间的能量转换，具有结构简单、转换效率高的特点。
它的设计需要考虑输入输出电压和电流的需求，转换效率、稳定性和纹波的要求，同时还需要具备保护功能。
反激式变换器在电源和电子设备中具有广泛应用前景。
高效率反激变换器设计技巧
高效率反激变换器设计技巧高效率反激变换器是一种常用的电源设计方案，通常用于高电压输出和低功率应用。
在设计高效率反激变换器时，需要考虑多个因素，包括电路拓扑、开关器件的选择、控制策略以及滤波电容等。
以下是一些设计技巧，可以帮助提高高效率反激变换器的性能。
1.选择合适的电路拓扑：2.选择低损耗开关器件：开关器件是高效率反激变换器中最重要的组成部分。
选择低导通和开关损耗的开关器件可以提高效率。
常见的选择包括功率MOSFET和IGBT。
此外，器件的开关频率和电压容忍度也是需要考虑的因素。
3.优化控制策略：4.合理设计输出滤波：输出滤波电容的选择和设计对于高效率反激变换器的性能至关重要。
适当的输出滤波电容可以有效地减小输出纹波，改善负载响应性能。
然而，过大的输出滤波电容会增加成本和体积，所以需要权衡。
5.最小化开关损耗：开关损耗是高效率反激变换器中的一个重要挑战。
通过采用低导通和开关损耗的开关器件、减少开关频率和优化控制策略，可以有效地降低开关损耗，提高效率。
6.优化磁性元件：磁性元件，如变压器和电感器，在高效率反激变换器中起着关键作用。
合理选择合适的材料、匝数和尺寸，可以减小磁性元件的功率损耗和尺寸，提高效率。
7.热管理：热管理是电源设计中一个重要的方面。
高效率反激变换器中的高功率器件和高开关频率可能会产生较高的热量。
通过合理设计散热系统，如散热片和风扇，可以提高系统的可靠性和运行效率。
总之，高效率反激变换器设计需要综合考虑多个因素，包括电路拓扑、开关器件的选择、控制策略、滤波电容、磁性元件和热管理。
通过合理的设计和优化，可以提高高效率反激变换器的转换效率和性能。
反激变换器的设计步骤,了解一下!
反激变换器的设计步骤，了解一下！齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～VinmaxC 输出电压V oD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：V opp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz V on ×dt = Np ×Ae ×dB -> Np = （V on ×dt) / (dB ×Ae) = (V on ×D/f) / (dB ×Ae) = (V on ×D) / (dB ×Ae ×f) = (V on ×D) / ((2r/(r + 2)) ×Bpk ×Ae ×f) = (1 + 2/r) ×(V on ×D)/(2 ×Bpk ×Ae ×f)F Np计算完后应验证此值是否适合磁芯的窗口面积，及骨架、隔离带、安全胶带、二次绕组和套管等，通常在反激变压器中这些都不会有问题；如果需要减少Np，可以考虑增大r，减小D，或增大磁芯面积，但磁导率和气隙不会解决问题。
G 电感与磁导率的相关方程：L = (1/z) ×(u ×u0 ×Ae / le) ×N ，其中气隙系数z = (le + u ×lg) / le 。
对于铁氧体材料的气隙变压器，z 取值10 ～20是较好的折中选择。
H 反激（buck-boost）中二极管平均电流等于负载电流Io，损耗是Pd = Io ×Vd，而二极管正向压降Vd随其额定电流上升而下降，故折中考虑，选取其额定电流为2 ×Io 。
I Buck-boost 中二极管最大承压是Vinmax + V o，在反激中Vinmax折算到二次侧为Vinmax / n，同时给额定值留出20%的裕量，所以最终选择二极管的额定耐压定位Vdm = Vdm = (1 + 20%) ×(V o + Vinmax / n) 。
反激变换器辅助电源基本设计关系
I1
=
Po ηDU i
D = Po = Po D ηUi D ηk
次级电流有效值
I2 =
Io 1− D
次级交流电流有效值
(10) （11）
I 2ac =
I
2 2
−
I
2 o
晶体管在截止时承受的电压（式（5））
U DS
= Ui
+ nU o
= Ui
+
n
(1
D − D)n
U
i
= Ui 1− D
（12） （13）
Ii
=
Po ηU i
(7)
当电感电流连续时(图2(a)),晶体管流过电流的峰值
I QP
=
I ip
= Po ηDU i
+ UiT 2L1
D
(8)
次级峰值电流,即二极管峰值电流
I DP
=
I2p
=
Io 1− D
+
U oT 2L2
(1 −
D)
(9)
一般选取脉动分量时脉冲中值的1/5，有效值忽略脉动分量。变压器初级电流的有效值为
U ( BR) DS
≥ (1.2 ~ 1.4) U i max 1 − Dmin
（15）
如果已经选择了晶体管，击穿电压已知，因此在最高输入电压时由式（8）得到最小
占空比必须满足
( ) Dmin
≤ 1−
1.2 ~ 1.4 U i max U ( BR)DS
（16）
如果空载进入断续状态，开关管承受的电压为
次级电流变化量
∆i2
= (i2 max
− i2 min ) =
Uo L2
关于反激变换器原理分析与设计讨论
关于反激变换器的一点点见解1确认基本技术参数温馨提示：应该养成良好的工作习惯，不管产品的功率有多么小，技术多么简单，坚持为每一个产品制作出一份详细的技术规格书。
首先要弄清楚自己是要做一个什么样子的产品，这会让你的设计思路更加明确，以及如何展开下一步的工作。
技术参数分两种：基本的，详细的。
基本技术参数一般需要列举的如下（以60W产品为例）：①最小输入电压：85V AC②最大输入电压：265V AC③输出电压电流：12V5A（精度1%）④最低效率：85%⑤工作温度：-25～+60℃详细的技术参数比较麻烦，根据不同的情况不同，需要列举的参数有多又少。
一般包括：输入输出特性、保护特性、安规、EMC、可靠性、应用环境、产品尺寸、输入输出端口定义、产品标签、外壳标签、产品包装等等。
1.1输入输出特性输入电压范围、输入频率、功率因素、最大输入电流、冲击电流、输出电压范围、输出电流范围、电压调整率、负载调整率、稳压精度、纹波峰峰值、整机效率、待机功耗、开机延迟时间、输出电压上升时间、容性负载、开关机过冲幅度、动态响应时间、动态响应幅度、以及最小启动电压。
1.2保护特性输入欠压保护点、输入欠压恢复点、输入过压保护点、输入过压恢复点、输出过压保护点、输出短路保护方式、过温保护点、过温恢复点温馨提示：对于一些非标准产品，如果不清楚该列举那些参数，建议参考竞争对手的产品资料或者行业内最有影响力的供应商。
如果这些资料都没有，就尽量向标准产品的技术指标靠近。
2设计思路（制定设计方案与参考计算）根据产品的技术规格找出设计难点及解决措施；温馨提示：不要怕别人超过你，也不要有太多的技术保留，如果你想最大程度的避免失败。
设计方案应该在立项初期就经过广泛的内部讨论，到底选用什么方案（如特别功率器件啊！电容啊！芯片啊！），多听取周围人的意见，久而久之一定受益匪浅。
因为立项前期一般是非正式讨论，如果是新手，一定要避免占用别人过多的时间（切忌什么都问个不停）。
反激变换器的原理与设计(经典)
双重绝缘或加强绝缘 基本绝缘或附加绝缘 基本绝缘或附加绝缘 基本绝缘
>250V ≥150V，≤250V ≥150V，≤250V <150V
谢谢!
有时候我们看不到假负载,并不代表没有假负载,可能是 利用电压采样电路代替假负载
二.反激变换器的基本工作原理
(四)反激变换器的占空比问题: 小于50%:
一般情况下，反激变换器的占空比都做成小于50%，这样 做的目的，可能是因为反激功率比小，做成电流断续模 式比较容易。
大于50%:
但是我们应该明白，反激变换器的占空比可以大于 50%，从理论上说，只要满足伏秒平衡既可。
二.反激变换器的基本工作原理
思考题:
1.如果把气隙继续加大,那么存储的能量是否一直加大? 2.反激变换器为什么要加气隙? 3.如果不加气隙反激变换器能工作吗?
漏掉的太多啦! 举例:
1.不加气隙 2.正激变换器加了气隙
储能啊!
二.反激变换器的基本工作原理
(三)反激变换器的假负载问题:
炸!
反激变换器如果没有负载,会出现什么情况?
(d)是隔离的升降压变换器；
一.反激变换器的拓扑分析
BUCK-BOST变换器应用举例:
太阳能LED照明灯一种应用电路
希望大家能理解:
BUCK—BOST变换器：既可以升压也可以降压!
一.反激变换器的拓扑分析
Flyback变换器的特点：
1.具有隔离功能的BUCK—BOST变换器 2.既可以升压也可以降压
导线的优化设计要点:
1.绕组中有多少损耗， 2.散热措施是否足够保证温升在允许的范围之内.
举例:
第一种情况: 真空散热时,电密要取的很小. 第二种情况: 油浸散热时,电密可以取的很大.
反激变换器控制电路的设计
反激变换器控制电路的设计反激变换器是一种常见的开关电源，其具有体积小、效率高、输出稳定等优点，在电子设备中得到广泛应用。
反激变换器的工作原理是利用开关器件的开关周期性地将输入电能转换为脉冲能量，并通过变压器实现电能的传输与转换。
在反激变换器中，控制电路起着起着关键的作用，它控制开关器件的开关状况，进而影响反激变换器的输出电压和电流。
1.稳定性控制电路应具有良好的稳定性，确保反激变换器的输出电压和电流稳定在设计要求的范围内。
稳定性包括两个方面，一是电压稳定性，即输出电压在负载变化、输入电压变化等情况下能够保持稳定；二是电流稳定性，即输出电流在变化负载下能够保持稳定。
2.响应速度控制电路应具有快速的响应速度，能够迅速调整开关器件的开关状况，以适应输入电压和负载变化的需要。
响应速度的快慢对于反激变换器的稳定性和动态特性有着重要影响。
3.保护功能控制电路应具有良好的保护功能，可以保护反激变换器遭受短路、过载等异常情况的损害。
保护功能包括过流保护、过压保护、温度保护等，可以通过传感器检测电流、电压和温度等参数，当这些参数超过设定值时，控制电路会采取相应的保护措施。
4.频率稳定性控制电路中的时序控制信号需要保持稳定的工作频率，以保证反激变换器的正常工作。
频率稳定性关系到变压器的工作效果和整个电路的稳定性，因此控制电路需要采取一定的措施来保证频率的稳定。
设计反激变换器控制电路时，需要根据具体的应用场景和要求进行选型和方案设计。
最常用的控制电路包括反馈控制、脉宽调制（PWM）控制、脉跳频率调制（PTFM）控制等。
-反馈控制是根据反馈信号来调整开关器件的开关状态。
它通过比较反馈信号和设定值，产生误差信号，根据误差信号调整开关器件的开关频率和占空比。
反馈控制的优点是稳定性高，适用于输出电压和电流要求较高的应用场合。
-PWM控制是通过改变开关器件的导通时间和关闭时间来调整输出电压和电流。
PWM控制器根据输入电压和负载情况，通过比较器和逻辑门产生比较脉冲，控制开关器件的导通和截止。
反激变换器设计步骤
一、设计要求：输入电压p V ：372v ——412v输出电压0V ：4——5v占空比D ：0.25——0.45输入功率：40w开关周期T ：s 410-工作方式：电流断续模式二、设计步骤：1、初选磁芯型号反激变压器的体积主要决定于传递功率的大小，可依据经验或磁芯厂家手册中提供的速选图表，初选一种型号磁芯代入以后的步骤进行计算。
2、确定初级电感量确定原边电感最大值A L ：max2max min 2)(i on p A TP t V L = 确定原边电感最小值B L ：min 2min max 2)(i on p B TP t V L =原边电感的选择p L ：在A L 与B L3、确定初级峰值电流 变换器工作于断续模式时DT L V I P pp =maxmax max min max min 2i p p on p TP L T D V t V ==4、确定初级线圈匝数和气隙δμAe N L p 201= δμpamx p m I N B 0= Ae ：磁芯截面积（2118.2cm ）m B ：磁芯最大磁通密度（T 4.0）0μ：真空磁导率（710*4-π）由上两式确定原边线圈匝数 p N ，气隙长度δ。
5、计算并调整初、次级匝数max min 0on p r p s t V t V N N =0V ：变换器输出电压（v 4） max on t ：开关管导通最大时间（T 45.0）r t ：副边电感电流从最大值max s I 降为0的时间间隔（T 4.0~3.0）6、计算并确定导线线径原边绕组的电流有效值：31max 02D I dt I T I p T p pe ==⎰ 副边绕组的电流有效值：T t I dt I T I r s T s se31max 02==⎰ 当电流较大时，导线采用多股并绕，每股直径不大于2倍穿透深度。
（7）校核窗口面积和最大磁感性强度。
反激式(RCD)开关电源原理及设计
反激式(RCD)开关电源原理及设计[导读]反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。
关键词：反激式开关电源因该电源是公司产品的一个配套使用，且各项指标都不是要求太高，故选用最常用的反激拓扑，这样既可以减小体积（给的体积不算大），还能降低成本，一举双的！反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。
先学习下Buck-Boost变换器工作原理简单介绍下1.在管子打开的时候，二极管D1反向偏置关断，电流Is流过电感L，电感电流IL线性上升，储存能量！2.当管子关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向为上负下正，二极管D1正向偏置开通！给电容C充电及负载提供能量！3.接着开始下个周期！从上面工作可以看出，Buck-Boost变换器是先储能再释放能量，VS不直接向输出提供能量，而是管子打开时，把能量储存在电感，管子关断时，电感向输出提供能量！根据电流的流向，可以看出上边输出电压为负输出！根据伏秒法则Vin*Ton=Vout*ToffTon=T*DToff=T*（1-D）代入上式得Vin*D=Vout*（1-D）得到输出电压和占空比的关系Vout=Vin*D/（1-D）看下主要工作波形从波形图上可以看出，晶体管和二极管D1承受的电压应力都为Vs+Vo（也就是Vin+Vout）；再看最后一个图，电感电流始终没有降到0，所以这种工作模式为电流连续模式（Ccm模式）。
如果再此状态下把电感的电感量减小，减到一定条件下，会出现这个波形！从上图可以看出，电感电流始终降到0后再到最大，所以这种模式叫不连续模式（DCM模式）。
FSEZ13X7反激变换器的设计指南
0.7 VO N 0.7 VO VF
N
VO N VF VO N
(6)
P
1 3 , 2
S
2 3 1
: 输出电压 < 10V
(2) (3)
式中，VF为二极管正向压降。 70%额定输出电压下副边效率可近似为：
S @ B S
0.7 VO N 0.7 VO VF
Vds Ids Vds Ids
TON
输出电压和最小输出电压下都满足DCM工作模式， 则可以确保系统在整个负载范围内都工作在DCM模 式下。
V
ds
IPK
I
ds
tON
tD
V
ds
I
ds
IPKCC tDCC
tONCC
VO CC VO / k
TON CC TON / k
TDCC TD k
Figure 4. tON及tD随输出电压下降而改变
应用说明书 AN-8033
采用FAN103与FSEZ13X7的原边调节(PSR)反激变换器的设计指南
1. 引言 超过半数的外部电源都用在了便携电子设备中，如 手提电脑、移动电话和MP3 播放器等，为满足电池 充电要求，这些电源都具有输出电压和输出电流调 节功能。在某些需要输出电流精密调节的应用中， 必须检测副边电流，必然导致额外的检测损耗。对 于那些在压力不断增加的环境中苦苦努力的电源设 计人员来说，检测副边输出电流将是一项望而生畏 的挑战性设计。 一种优化方案是电源采用原边调节(PSR)，能够减轻 满足国际节能规则 (加州能源委员会(CEC)和能源之 星 ) 的负担。原边调节控制只需要采集电源原边信 号，就可对输出电压和电流实现精密控制，因此消 除了输出电流检测损耗，而且无需原有副边反馈电 路。使得电源设计具有更高效率，而不会导致巨额 成本。飞兆半导体PWM PSR 控制器FAN103和飞兆 功 率 开 关 (FPS) (MOSFET + 控 制 器 EZ-PSR) FSEZ13X7 能 够 简 化 设 计 ， 满 足 更 严 格 的 效 率 要 求，同时仅需较少外部元件。 FAN103 和 FSEZ13x7 具有一个集成的输出线压降补偿和外部元件温度波 动补偿电路，在充电器应用中，即使在输出线末端 同样具备较高精度。 本应用说明书给出了采用飞兆半导体PWM PSR控制 器 FAN103 和功率开关 (MOSFET+ 控制器, EZ-PSR) FSEZ13X7 的电池充电器实用设计思路，其中包括 变压器与输出滤波器设计、元件选型、恒压/恒流控 制实现等。这种按步设计过程有助于工程师更加轻 松地设计电源。设计过程得到了采用FSEZ1317实验 变换器样机的验证。图 1 为采用 FSEZ1317 的原边控 制反激变换器的典型应用电路。
反激式开关电源的设计计算
二、AC-DC 变换器的功能框图：
交流 220V 电压经过整流滤波后变成直流电压 V1，再由功率开关管（双极型或 MOSFET）斩波、高频变压 器 T 降压，得到高频矩形波电压，最后通过整流滤波器 D、C2，获得所需要的直流输出电压 Vo。脉宽调制 控制器是其核心，它能产生频率固定而脉冲宽度可调的驱动信号，控制功率开关管的通断状态，来调节输 出电压的高低，达到稳压目的；锯齿波发生器提供时钟信号；利用误差放大器和比较器构成闭环调节系统。
反激式开关电源的设计计算 一、反激式开关电源变换器：也称 Flyback 变换器，是将 Buck/Boost 变换器的电感变为变压器得到的，
因为电路简洁，所用元器件少，成本低，是隔离式变换器中最常用的一种，在 100W 以下 AC-DC 变换中普 遍使用，特别适合在多输出场合。其中隔离变压器实际上是耦合电感，注意同名端的接法，原边绕组和副 边绕组要紧密耦合，而且用普通导磁材料铁芯时必须有气隙，以保证在最大负载电流时铁芯不饱和。
三、设计步骤：
1. 基本参数： 交流输入电压最小值 Umin 交流输入电压最大值 Umax 电网频率 Fa：50Hz 或 60Hz 开关频率 f：大于 20kHz，常用 50kHz～200kHz 输出电压 Vo 输出功率 Po
损耗分配系数 Z：代表次级损耗与总损耗的比值，一般取 0.5 电源效率 k：一般取 75～85%。低电压（5V 以下）输出时，效率可取 75%，高压（12V 以上）输出，效率 可取 85%；中等电压（5V 到 12V 之间）输出，可选 80%。 2. 确定输入滤波电容 Cin： 对于宽范围交流输入（85～265Vac） ，C1/Po 的比例系数取 2～3，即每输出 1W 功率，对应 3uF 电容量 对于 100V/115V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取 2～3，即每输出 1W 功率，对应 3uF 电容量 对于 230V±35V 交流固定输入，C1/Po 的比例系数取 1，即每输出 1W 功率，对应 1uF 电容量 若采用 100V/115V 交流倍压输入方式，需两只容量相同的电容串联，此时 C1/Po 的比例系数取 2 3. 直流输入电压最小值 Vimin 的计算：
反激式变换器的设计南航硕士论文A
反激式变换器的设计南航硕士论文A首先，需要确定设计反激式变换器的输入和输出参数。
根据论文A的要求，输入电压范围为12V至24V，输出电压为5V，输出电流为2A。
根据这些参数，可以确定反激式变换器的功率为10W。
接下来，需要选择合适的开关器件和控制器件。
开关器件一般选用MOSFET，根据论文A的规定，MOSFET的额定电流应大于输出电流2A，可以选择额定电流为3A的MOSFET。
控制器件可以选择常见的反激式开关电源控制芯片，如TL494然后，需要进行反激式变换器的电路拓扑设计。
反激式变换器一般由输入滤波电路、开关电路、变压器、输出整流滤波电路和反馈控制电路组成。
在论文A中，可以选择单端反激式变换器电路拓扑。
具体电路拓扑的设计可以参考相关文献或教材。
在反激式变换器的设计过程中，需要注意以下几个关键点。
首先是输入滤波电路的设计。
输入滤波电路的作用是消除输入电源的电磁干扰，保证输出电压的稳定性。
可以选择电感和电容组成的低通滤波器，根据输入电压和电流的特点，选择合适的滤波元件。
第二是开关电路的设计。
开关电路由MOSFET和辅助电路组成，控制MOSFET的通断，实现功率转换。
可以根据MOSFET的数据手册确定合适的驱动电路和辅助电路，保证开关电路的稳定运行。
第三是变压器的设计。
变压器的设计包括主要参数的确定和绕线方式的选择。
根据输入输出电压和电流的关系，可以确定变压器的变比。
同时，需要考虑变压器的能量传输效率和安全性。
第四是输出整流滤波电路的设计。
输出整流滤波电路的作用是将变压器输出的脉冲信号转换为平稳的直流电压。
可以选择二极管或整流桥等元件，同时根据设计要求选取合适的滤波电容，以降低输出电压的纹波。
最后是反馈控制电路的设计。
反馈控制电路的作用是监测输出电压，并通过控制器件调整开关电路的工作频率和占空比，以实现输出电压的稳定。
可以选择反馈放大器和PID控制器等元件，根据设计要求进行参数调整。
在设计完成后，需要进行电路的仿真和验证。
反激变换器的设计和计算步骤
反激变换器(F l y b a c k)的设计和计算步骤(总8页)--本页仅作为文档封面，使用时请直接删除即可----内页可以根据需求调整合适字体及大小--反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～ VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq × 95% 。
2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / （见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取～1V 。
4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。
一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
-----------------------------------------------------------------------------上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是 n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。
-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。
反激变换器控制电路的设计
反激变换器控制电路的设计反激变换器（Flyback Converter）是一种常用的电力供应技术，具有简单、高效、经济等优点。
反激变换器主要由开关管、反激变压器、输出滤波电路、反馈控制电路等组成。
设计反激变换器控制电路需要考虑多个因素，如电压、电流、功率、效率、稳定性等。
本文将详细介绍反激变换器控制电路的设计过程。
1.反激变换器结构概述反激变换器是一种应用反激原理的DC-DC转换器，主要用于将输入直流电压转换为输出直流电压。
其基本结构由开关管、反激变压器、输出滤波电路、反馈控制电路等组成。
开关管通过周期性开关操作，使反激变压器储能和释能，从而实现能量转换。
2.反激变换器控制电路设计要点（1）输出电压控制反激变换器需要根据输出电压的需求对开关管进行控制。
一般采用反馈控制电路实现输出电压的稳定控制。
常见的控制方式有电压模式控制和电流模式控制。
在设计过程中，需要根据实际应用需求选择合适的控制模式，并合理设计反馈电路。
（2）电流保护（3）稳定性和抗干扰能力（4）效率优化3.反激变换器控制电路设计步骤（1）确定输入和输出参数：根据实际应用需求，确定输入和输出电压、电流、功率等参数。
（2）选择开关管和变压器：根据输入和输出参数选择合适的开关管和变压器。
（3）设计反馈控制电路：根据输出电压控制需求选择合适的控制模式，并设计合适的反馈控制电路。
（4）设计电流保护电路：根据需求设计电流保护电路，保护电路和负载。
（5）设计稳定性和抗干扰能力：根据需求设计滤波电路、继电器和电源线路等，保证稳定性和抗干扰能力。
（6）效率优化：根据需求进行效率优化设计，如选择合适的开关管、合理控制开关频率等。
（7）系统测试与优化：完成电路设计后，对整个系统进行测试并进行优化，以保证电路的性能和稳定性。
4.结束语反激变换器控制电路的设计是一个复杂而重要的工作，需要综合考虑多个因素，并进行合理的选择和优化。
通过合理设计控制电路，可以实现反激变换器的稳定、高效运行，从而满足不同应用场景的需求。
反激式变换器原理设计与实用
反激式变换器原理设计与实⽤反激式变换器原理设计与实⽤1、引⾔反激式转换器⼜称单端反激式或“BUCK-BOOST”转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故⽽得名。
在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。
其优点如下：a、电路简单，能⾼效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；b、输⼊电压在很⼤的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，⽬前⼰可实理交流输⼊85-265V间，⽆需切换⽽达到稳定输出的要求；c、转换效率⾼，损失⼩；d、变压器匝数⽐值⼩。
2、反激变换器⼯作原理以隔离反激式转换器为例（如右图），简要说明其⼯作原理：当开关管VT 导通时，变压器T初级Np有电流Ip，并将能量储存于其中（E=Lp*Ip2/2）。
由于初级Np与次级Ns极性相反，此时次级输出整流⼆极管D反向偏压⽽⽌，⽆能量传送到负载。
当开关管VT关断时，由楞次定律：（感应电动势E=—N Δ∮/ΔT）可知，变压器原边绕组将产⽣⼀反向电动势，此时输出整流⼆极管D正向导通，负载有电流Il流通。
由图可知，开关管Q导通时间Ton的⼤⼩将决定IP、Vds的幅值为Vds（max）=Vin/1-Dmax。
（其中Vin:输⼊直流电压；Dmax：最⼤占空⽐Dmax=Ton/T）。
由此可知，想要得到低的漏极电压，必须保持低的Dmax，也就是Dmax<0.5，在实际应有中通常取Dmax=0.45，以限制Vds（max）≦2Vin。
开关管VT导通时的漏极⼯作电流Id，也就是原边峰值电流Ip，根据能量守恒原则即原副边安匝数相等NpIp=NsIs可导出等式：Id=Ip=Il/n。
因Il=Io，故当Io⼀定时，匝⽐N的⼤⼩即决定了Id的⼤⼩。
原边峰值电流Ip也可⽤下⾯公式表⽰：Ip=2Po/(n*Vin*Dmax)(n转换器的效率)。
介绍反激变换器的设计步骤
介绍反激变换器的设计步骤
开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。
本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。
基本的反激变换器原理图如图 1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。
简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器
1.Step1：初始化系统参数
------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC
------电网频率：fline（国内为50Hz）
------输出功率：（等于各路输出功率之和）
------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率：
对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：
单路输出时，KL（n）=1.
2. Step2：确定输入电容Cbulk
Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265V AC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265V AC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。
介绍反激变换器的设计步骤
介绍反激变换器的设计步骤反激变换器是一种常用的开关电源电路，常见于电子设备中，用于将输入交流电转换为所需的直流电。
下面将介绍反激变换器的设计步骤。
设计反激变换器的步骤如下：1.确定需求和要求：首先需要明确设计的目标，包括输入电压范围、输出电压、输出电流、效率要求等。
根据这些需求，选择相应的元件和电路拓扑。
2.选择变压器：根据输入输出电压的要求和功率计算，选择合适的变压器。
变压器的参数包括输入侧和输出侧的匝数，磁链峰值，相互感应强度等。
选择合适的变压器可以提高系统的效率和性能。
3.选择开关管和二极管：开关管是反激变换器的核心元件，主要承担开关功能，输出控制电流。
选择合适的开关管需要考虑其导通和关断性能，以及压降和功率损耗。
二极管用于接通开关管后的电流，选择合适的二极管可以减少反向回馈电流和损耗。
4.选择辅助元件：辅助元件包括电感、电容和滤波电路等。
电感用于储存和释放能量，电容用于平滑和滤波输出电压。
根据系统的设计要求和计算结果，选择合适的电感和电容，以满足输出电压和电流的稳定性和纹波的要求。
5.选择控制芯片和反馈电路：控制芯片用于监测输入输出电压和电流，并调整开关管的导通和关断时间，以维持输出电压稳定。
选择合适的控制芯片需要考虑其功能、性能和成本等因素。
反馈电路用于将输出电压与参考电压进行比较，并通过控制芯片进行调整。
设计反馈电路需要根据输出电压范围和精度要求选择合适的元件和电路拓扑。
6.进行仿真和优化：使用电路仿真软件对设计的反激变换器进行仿真和优化。
通过仿真可以评估系统的性能和性能，例如效率、纹波电流、纹波电压等，从而进行调整和优化。
7.确定PCB布局和散热设计：根据设计和仿真结果，进行PCB布局和散热设计。
合理的PCB布局可以提高系统的抗干扰性能和稳定性，减少横纹电流和噪声。
散热设计可以提供合适的散热方式和散热面积，以保证系统的稳定性和寿命。
8.原型制造和调试：根据设计和布局结果，制造反激变换器的原型，并进行调试和测试。
CCM模式反激变压器的设计
CCM连续电流模式反激变压器的设计一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1..输入电压范围Vin=85—265Vac;2..输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3..变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算验证占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算验证变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。
反激变换器计算
关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。
下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。
1、已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压Vin、输出电压V out、每路输出的功率Pout、效率η、开关频率fs(或周期T)、线路主开关管的耐压Vmos。
2、计算在反激变换器中，副边反射电压即反激电压Vf 与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。
反激电压由下式确定：Vf=VMos-VinDCMax-150V反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。
所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。
Np/Ns=Vf/V out另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：VinDCMin•DMax=Vf•(1-DMax)设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。
若Ip1 为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。
由能量守恒，我们有下式：1/2•(Ip1+Ip2)•DMax•VinDCMin=Pout/η一般连续模式设计，我们令Ip2=3Ip1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：Lp= DMax•VinDCMin/fs•ΔIp对于连续模式，ΔIp=Ip2-Ip1=2Ip1；对于断续模式，ΔIp=Ip2 。
可由AwAe 法求出所要铁芯：AwAe=(Lp•Ip22•104/Bw•K0•Kj)1.14在上式中，Aw 为磁芯窗口面积，单位为cm2Ae 为磁芯截面积，单位为cm2Lp 为原边电感量，单位为HIp2 为原边峰值电流，单位为ABw 为磁芯工作磁感应强度，单位为TK0 为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4Kj 为电流密度系数，一般取395A/cm2根据求得的AwAe 值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。
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连续电流模式反激变压器的设计ＤｅｓｉｇｎｏｆＦｌｙｂａｃｋＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｗｉｔｈＣｏｎｔｉｎｕｉｎｇＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅｌ作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司-万必明摘要：本文首先介绍了反激变换器（ＦｌｙｂａｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）的工作原理，然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算.关键词：连续电流模式（不完全能量传递方式）、不连续电流模式（完全能量传递方式）、有效值、峰值．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＣｏｎｔｉｎｕｉｎｇＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅｌ、ＤｉｓｃｏｎｔｉｎｕｉｎｇＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅｌ、ｖｉｒｔｕａｌｖａｌｕｅ、ｐｅａｋｖａｌｕｅ．一.序言反激式变换器以其电路结构简单，成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱，它特别适合小功率电源以及各种电源适配器．但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计，因为输入电压范围宽，特别是在低输入电压，满负载条件下变压器会工作在连续电流模式（ＣＣＭ），而在高输入电压，轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式（ＤＣＭ）；另外关于ＣＣＭ模式反激变压器设计的论述文章极少，在大多数开关电源技术书籍的论述中，反激变压器的设计均按完全能量传递方式（ＤＣＭ模式）或临界模式来计算，但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况，变压器的工作状态可能不是最佳．因此结合本人的实际调试经验和心得，讲述一下不完全能量传递方式（ＣＣＭ）反激变压器的设计．二．反激式变换器（ＦｌｙｂａｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）的工作原理１）．反激式变换器的电路结构如图一．２）．当开关管Ｑ１导通时，其等效电路如图二（ａ）及在导通时初级电流连续时的波形，磁化曲线如图二（ｂ）．Ｖｄｃ图一图二（ａ）ＩｐＩｐ１当Ｑ１存在其中．由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的，因此二极管Ｄ１不会导通，输出功率则由Ｃｏ来提供．此时变压器相当于一个串联电感Ｌｐ，初级线圈电流Ｉｐ可以表示为：ｉｐ（ｔ）＝ｉｐ（０）＋１／Ｌｐ＊∫０ＤＴＶｄｃ＊ｄｔＶｄｃ＝Ｌｐ＊ｄｉｐ／ｄｔ此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Ｂｒ增加到工作峰值Ｂｗ.３．当Ｑ１截止时，其等效电路如图三（ａ）及在截止时次级电流波形，磁化曲线如图三（ｂ）．图三（ａ）当Ｑ１截止时，变压器之安匝数（Ａｍｐｅｒｅ－ＴｕｒｎｓＮＩ）不会改变，因为∆Ｂ并没有相对的改变．当∆Ｂ向负的方向改变时（即从Ｂｗ降低到Ｂｒ），在变压器所有线圈之电压极性将会反转，并使Ｄ１导通，也就是说储存在变压器中的能量会经Ｄ１，传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为：Ｖｓ（ｔ）＝Ｖｏ＋Ｖｆ（Ｖｆ为二极管Ｄ１的压降）．次级线圈电流：ｉｓ（ｔ）＝ｉｓ（ＤＴ）－１／Ｌｓ＊∫DT ＴＶS (t)＊ｄｔＬｐ＝（Ｎｐ／Ｎｓ）２＊Ｌｓ（Ｌｓ为次级线圈电感量）由于变压器能量没有完全转移，在下一次导通时，还有能量储存在变压器中，次级电流并没有降低到０值，因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式（ＣＣＭ）．三．ＣＣＭ模式下反激变压器设计的步骤１．确定电源规格．１）．输入电压范围Ｖｉｎ＝８５—２６５Ｖａｃ；２）．输出电压／负载电流：Ｖｏｕｔ１＝５Ｖ／１０Ａ，Ｖｏｕｔ２＝１２Ｖ／１Ａ；３）．变压器的效率ŋ＝０．９０２．工作频率和最大占空比确定．取：工作频率ｆｏｓｃ＝１００ＫＨｚ，最大占空比Ｄｍａｘ＝０．４５．Ｔ＝１／ｆｏｓｃ＝１０ｕｓ．Ｔｏｎ（ｍａｘ）＝０．４５＊１０＝４．５ｕｓＴｏｆｆ＝１０－４．５＝５．５ｕｓ．３．计算变压器初与次级匝数比ｎ（Ｎｐ／Ｎｓ＝ｎ）．最低输入电压Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＝８５＊√２－２０＝１００Ｖｄｃ（取低频纹波为２０Ｖ）．根据伏特－秒平衡，有：Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＊Ｄｍａｘ＝（Ｖｏｕｔ＋V f)＊（１－Ｄｍａｘ）＊ｎ．ｎ＝［Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＊Ｄｍａｘ］／［（Ｖｏｕｔ＋Ｖf)＊（１－Ｄｍａｘ）］ｎ＝［１００＊０．４５］／［（５＋１．０）＊０．５５］＝１３．６４４．变压器初级峰值电流的计算．设+５Ｖ输出电流的过流点为１２０％；＋５ｖ和＋１２ｖ整流二极管的正向压降均为１．０Ｖ．＋５Ｖ输出功率Ｐｏｕｔ１＝（Ｖ０１＋Ｖf）＊Ｉ０１＊１２０％＝６＊１０＊１．２＝７２Ｗ＋１２Ｖ输出功率Ｐｏｕｔ２＝（Ｖ０２＋Ｖf）＊Ｉ０２＝１３＊１＝１３Ｗ变压器次级输出总功率Ｐｏｕｔ＝Ｐｏｕｔ１＋Ｐｏｕｔ２＝８５Ｗ如图四，设Ｉｐ２＝ｋ＊Ｉｐ１，取ｋ＝０．４１／２＊（Ｉｐ１＋Ｉｐ２）＊Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＊Ｔｏｎ（ｍａｘ）／Ｔ＝Ｐｏｕｔ／ŋＩｐ１＝２＊Ｐｏｕｔ／［ŋ（１＋ｋ）＊Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＊Ｄｍａｘ］Ｉｐ２＝２＊８５／［０．９０＊（１＋０．４）＊１００＊０．４５］＝３．００ＡＩｐ２＝０．４＊Ｉｐ１＝１．２０Ａ（图四）５．变压器初级电感量的计算．由式子Ｖｄｃ＝Ｌｐ＊ｄｉｐ／ｄｔ，得：Ｌｐ＝Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＊Ｔｏｎ（ｍａｘ）／［Ｉｐ１－Ｉｐ２］＝１００＊４．５／［３．００－１．２０］＝２５０ｕＨ６．变压器铁芯的选择．根据式子Ａｗ＊Ａｅ＝Ｐｔ＊１０６／［２＊ｋｏ＊ｋｃ＊ｆｏｓｃ＊Ｂｍ＊ｊ＊ŋ］，其中：Ｐｔ（变压器的标称输出功率）＝Ｐｏｕｔ＝８５ＷＫｏ（窗口的铜填充系数）＝０．４Ｋｃ（磁芯填充系数）＝１（对于铁氧体），变压器磁通密度Ｂｍ＝１５００Ｇｓｊ（电流密度）：ｊ＝５Ａ／ｍｍ２；Ａｗ＊Ａｅ＝８５＊１０６／［２＊０．４＊１＊１００＊１０３＊１５００Ｇｓ＊５＊０．９０］＝０．１５７ｃｍ４考虑到绕线空间，选择窗口面积大的磁芯，查表：ＥＥＲ２８３４Ｓ铁氧体磁芯的有效截面积Ａｅ＝０．８５４ｃｍ２它的窗口面积Ａｗ＝１４８ｍｍ２＝１．４８ｃｍ２ＥＥＲ２８３４Ｓ的功率容量乘积为Ａｐ＝Ａｅ＊Ａｗ＝１．４８＊０．８５４＝１．２６４ｃｍ４＞０．１５７ｃｍ４故选择ＥＥＲ２８３４Ｓ铁氧体磁芯．７．变压器初级匝数及气隙长度的计算．１）．由Ｎｐ＝Ｌｐ＊（Ｉｐ１－Ｉｐ２）／［Ａｅ＊Ｂｍ］，得：Ｎｐ＝２５０＊（３．００－１．２０）／［８５．４＊０．１５］＝３５．１２取Ｎｐ＝３６由Ｌｐ＝ｕｏ＊ｕｒ＊Ｎｐ２＊Ａｅ／ｌｇ，得：气隙长度ｌｇ＝ｕｏ＊ｕｒ＊Ａｅ＊Ｎｐ２／Ｌｐ＝４＊３．１４＊１０－７＊１＊８５．４ｍｍ２＊３６２／（２５０．０＊１０－３ｍＨ）＝０．５５６ｍｍ取ｌｇ＝０．６ｍｍ２）．当＋５Ｖ限流输出，Ｉｐ为最大时（Ｉｐ＝Ｉｐ１＝３．００Ａ），检查Ｂｍａｘ．Ｂｍａｘ＝Ｌｐ＊Ｉｐ／［Ａｅ＊Ｎｐ］＝２５０＊１０－６＊３．００／［８５．４ｍｍ２＊３６］＝０．２４４０Ｔ＝２４４０Ｇｓ＜３０００Ｇｓ因此变压器磁芯选择通过．８．变压器次级匝数的计算．Ｎｓ１（５ｖ）＝Ｎｐ／ｎ＝３６／１３．６４＝２．６４取Ｎｓ１＝３Ｎｓ２（１２ｖ）＝（１２＋１）＊Ｎｓ１／（５＋１）＝６．５０取Ｎｓ２＝７故初次级实际匝比：ｎ＝３６／３＝１２９．重新核算占空比Ｄｍａｘ和Ｄｍｉｎ．１）．当输入电压为最低时：Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＝１００Ｖｄｃ．由Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＊Ｄｍａｘ＝（Ｖｏｕｔ＋Ｖｆ）＊（１－Ｄｍａｘ）＊ｎ，得：Ｄｍａｘ＝（Ｖｏｕｔ＋Ｖｆ）＊ｎ／［（Ｖｏｕｔ＋Ｖｆ）＊ｎ＋Ｖｉｎ（ｍｉｎ）］＝６＊１２／［６＊１２＋１００］＝０．４１８２）．当输入电压为最高时：Ｖｉｎ（ｍａｘ）＝２６５＊１．４１４＝３７４．７Ｖｄｃ．Ｄｍｉｎ＝（Ｖｏｕｔ＋Ｖｆ）＊ｎ／［（Ｖｏｕｔ＋Ｖｆ）＊ｎ＋Ｖｉｎ（ｍａｘ）］＝６＊１２．００／［６＊１２．００＋３７４．７］＝０．１６１０．重新核算变压器初级电流的峰值Ｉｐ和有效值Ｉｐ（ｒｍｓ）.１）．在输入电压为最低Ｖｉｎ（ｍｉｎ）和占空比为Ｄｍａｘ条件下，计算Ｉｐ值和K值．（如图五）设Ｉｐ２＝ｋ＊Ｉｐ１．实际输出功率Ｐｏｕｔ＇＝６＊１０＋１３＊１＝７３Ｗ１／２＊（Ｉｐ１＋Ｉｐ２）＊Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＊Ｔｏｎ（ｍａｘ）／Ｔ＝Ｐｏｕｔ'／ŋ（１）Ｋ＝１－［Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＊Ｔｏｎ（ｍａｘ）］／（Ｉｐ１＊Ｌｐ）（２）由（１）（２）得：Ｉｐ１＝１／２＊｛２＊Ｐｏｕｔ'＊Ｔ／［ŋ＊Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＊Ｔｏｎ（ｍａｘ）］＋Ｖｉｎ（ｍｉｎ）＊Ｔｏｎ（ｍａｘ）／Ｌｐ｝＝０．５＊｛２＊７３＊１０／［０．９０＊１００＊４．１８］＋１００＊４．１８／２５０．０｝＝２．７８ＡＫ＝１－１００＊４．１８／［２．７８＊２５０］＝０．４０Ｉｐ２＝ｋ＊Ｉｐ１＝２．７８＊０．４０＝１．１１Ａ２）．初级电流有效值Ｉｐ（ｒｍｓ）＝［Ｔｏｎ／（３Ｔ）＊（Ｉｐ１２＋Ｉｐ２２＋Ｉｐ１＊Ｉｐ２）］１／２＝［０．４１８／３＊（２．７８２＋１．１１２＋２．７８＊１．１１）］１／２＝１．３０ＡＩｐ２（１．１１Ａ）ｔ１１．次级线圈的峰值电流和有效值电流计算：当开关管截止时，变压器之安匝数（Ａｍｐｅｒｅ－ＴｕｒｎｓＮＩ）不会改变，因为∆Ｂ并没有相对的改变．因此开关管截止时，初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和（Ｎｐ＊Ｉｐ＝Ｎｓ１＊Ｉｓ１ｐ＋Ｎｓ２＊Ｉｓ２ｐ）．由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同，因而次级电流的有效值也不同．然而次级负载电流小的回路电流波形，在连续时接近梯形波，在不连续时接近三角波，因此为了计算方便，可以先计算负载电流小的回路电流有效值．１）．首先假设＋１２Ｖ输出回路次级线圈的电流波形为连续，电流波形如下（图一）：Ｉｓ２Ｉｓ２（＋１２ｖ）ｔ（图六）（图七）１／２＊［Ｉｓ２p＋Ｉｓ２ｂ］＊ｔｏｆｆ／Ｔ＝Ｉ０２（３）Ｌｓ１＊［Ｉｓ２p–Ｉｓ２ｂ］／ｔｏｆｆ＝Ｖ０２＋Ｖｆ（４）Ｌｓ２／Ｌｐ＝（Ｎｓ２／Ｎｐ）２（５）由（３）（４）（５）式得：Ｉｓ２ｐ＝１／２＊｛２＊Ｉ０２／［１－Ｄ］＋［Ｖ０２＋Ｖｆ］＊［１－Ｄ］＊Ｔ＊Ｎｐ２／［Ｎｓ２２＊Ｌｐ］｝＝０．５＊｛２＊１／［１－０．４１８］＋［１２＋１］＊［１－０．４１８］＊１０＊３６２／［７２＊２５０］｝＝５．７２ＡＩｓ２ｂ＝Ｉ０１／［１－Ｄ］－１／２＊［Ｖ０１＋Ｖｆ］＊［１－Ｄ］＊Ｎｐ２／［Ｎｓ２２＊Ｌｐ］＝１／０．５８２－０．５＊１３＊０．５８２＊１０＊３６２／［７２＊２５０］＝－２．２８Ａ＜０因此假设不成立．则＋１２Ｖ输出回路次级线圈的电流波形为不连续，电流波形如上（图七）．令＋１２Ｖ整流管导通时间为ｔ’．将Ｉｓ２ｂ＝０代入（３）（４）（５）式得：１／２＊Ｉｓ２p＊ｔ’／Ｔ＝Ｉ０２（６）Ｌｓ１＊Ｉｓ２p／ｔ’＝Ｖ０２＋Ｖｆ（７）Ｌｓ２／Ｌｐ＝（Ｎｓ２／Ｎｐ）２（８）由（６）（７）（８）式得：Ｉｓ２ｐ＝｛（Ｖ０２＋Ｖｆ）＊２＊Ｉ０２＊Ｔ＊Ｎｐ２／［Ｌｐ＊Ｎｓ２２］｝１／２＝｛２＊１＊［１２＋１］＊１０＊３６２／［７２＊２５０］｝１／２＝５．２４Ａｔ’＝２＊Ｉ０２＊Ｔ／Ｉｓ２ｐ＝２＊１＊１０／５．２４＝３．８１７ｕｓ２）．＋１２Ｖ输出回路次级线圈的有效值电流：Ｉｓ２（ｒｍｓ）＝［ｔ’／（３Ｔ）］１／２＊Ｉｓ２ｐ＝［３．８１７／３＊１０］１／２＊５．２４＝１．８７Ａ３）．＋５ｖ输出回路次级线圈的有效值电流计算：Ｉｓ１ｒｍｓ＝Ｉｓ２（ｒｍｓ）＊Ｉ０１／Ｉ０２＝１．８７＊１０／１＝１８．７Ａ１２．变压器初级线圈和次级线圈的线径计算．１）．导线横截面积：前面已提到，取电流密度ｊ＝５Ａ／ｍｍ２变压器初级线圈：导线截面积＝Ｉｐ（ｒｍｓ）／ｊ＝１．３Ａ／５Ａ／ｍｍ２＝０．２６ｍｍ２变压器次级线圈：（＋５Ｖ）导线截面积＝Ｉｓ１（ｒｍｓ）／ｊ＝１８．７Ａ／５Ａ／ｍｍ２＝３．７４ｍｍ２（＋１２Ｖ）导线截面积＝Ｉｓ２（ｒｍｓ）／ｊ＝１．８７Ａ／５Ａ／ｍｍ２＝０．３７４ｍｍ２２）．线径及根数的选取．考虑导线的趋肤效应，因此导线的线径建议不超过穿透厚度的２倍．穿透厚度＝６６．１＊ｋ／（ｆ）１／２ｋ为材质常数，Ｃｕ在２０℃时ｋ＝１．＝６６．１／（１００＊１０３）１／２＝０．２０因此导线的线径不要超过０．４０ｍｍ．由于ＥＥＲ２８３４Ｓ骨架宽度为２２ｍｍ，除去６．０ｍｍ的挡墙宽度，仅剩下１６．０ｍｍ的线包宽度．因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满．３）．变压器初级线圈线径：线圈根数＝０．２６＊４／［０．４＊０．４＊３．１４］＝０．２６／０．１２５６＝２取Φ０．４０＊２根并绕１８圈，分两层串联绕线．４）．变压器次级线圈线径：＋５Ｖ：线圈根数＝３．７４／０．１２５６＝３０取Φ０．４０＊１０根并绕３圈，分三层并联绕线．＋１２Ｖ：线圈根数＝０．３７４／０．１２５６＝３取Φ０．４０＊１根并绕７圈，分三层并联绕线．５）.变压器绕线结构及工艺．为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法，而且采取该绕法的电源ＥＭＩ四．结论．由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小，开关管的开关损耗较小，因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式，且电源的效率比较高．由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点，也是设计难点，如果参数不合理，则会直接影响到整个变换器的性能，严重者会造成磁芯饱和而损害开关管，因此在设计反激变压器时应小心谨慎，而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳．。