移相多重化整流技术论述

移相多重化整流技术论述
1、电力电子多重化技术是指在大功率电力电子电路中，使用若干个相同结构的电路拓扑通过移相处理后进行串联或者并联连接，构成输入侧或者输出侧等效多脉波的电路形式，有利于降低谐波、减小无功、提高电力电子装置的电压等级及装置容量。

在高频工作场合，电力电子多重化技术还能够降低单元电路的工作开关频率以提高整体电路的工作频率，最大限度地利用全控型开关器件开关频率与通流能力、耐压水平的综合效力。

包含串联多重化与并联多重化，串联多重化除了降低谐波含量、提高功率因素外要紧用于高电压场合，以提高电力电子装置的电压等级；并联多重化除了降低谐波、提高功率因素外要紧用于大电流场合，以提高电力电子装置的电流容量。

2、多电平逆变器的调制方法要紧为：①特定谐波消除法（SHEPWM）；②空间矢量法（SVPWM）；③基于载波的PWM操纵法（SHPWM）三种。

消除特定谐波法
消除特定谐波PWM操纵法有如下优点：①能够降低开关频率，降低开关损耗；②在相同的开关频率下，能够生成最优的输出波形；③能够通过调制得到较高的基波电压，提高了直流电压利用率，最多可达1.15。

多电平空间矢量调制法
将三相系统的电压统一考虑，并在两相系统进行操纵。

这种操纵方法称之电压空间矢量操纵，它的特点在于对三相系统的统一表述与操纵，与对幅值与相位同时操纵这两个方面。

模型简单，便于微机实时操纵，并具有转矩脉动小，噪声低，直流电压利用率高的优点，因此目前不管在开环操纵还是闭环操纵系统中均得到广泛的应用。

基于载波的PWM调制技术
多电平变换器载波PWM操纵策略，是两电平载波SPWM技术在多电平中的直接推广应用。

由于多电平变频器需要多个载波，因此在调制生成多电平PWM 波时有两类基本方法：①首先将多个幅值相同的三角载波叠加，然后与同一个调制波比较，得到多电平PWM波，即载波层叠法(Carrier Disposition，CD)PWM，该方法可直接用于二极管箝位型多电平结构操纵，对其他类型的多电平结构也适用；②用多个分别移相，幅值相同的三角载波与调制波比较，生成PWM波分别操纵各组功率单元，然后再叠加，形成多电平PWM波形，称之载波移相法(Phase Shift Carrier，PSD)PWM，通常用在H桥级联型结构与电容钳位型结构。

同时，多电平载波PWM方法还需要实现其他的操纵目标与性能指标，如中性点电压的平衡、优化输出谐波、提高电压利用率、开关功率平衡等。

解决途径要紧有:①在多载波上想办法，即能够改变三角载波之间的相位关系，如各载波同相位、交替相位、正反相位、与载波移相；②在调制波上加入相应的零序分量；
③关于某些特殊的结构，如H桥级联型结构、电容钳位型结构、与层叠式多单元结构，当桥臂上输出相同的电压时，能够有多种不一致的开关状态组合对应，不一致的开关状态组合就能够实现上述目标。

第二章移相多重化整流技术
利用移相多重化整流技术的多脉波整流器目前正被越来越多的电力传动设备制造厂家所使用，以达到消除网侧谐波电流的目的，而移相变压器（Phase Shift Transformer,PST）是谐波消除
的关键所在。

由于大功率传动系统的多电平逆变器需要多个独立的直流电源，因此移相变压器也
需要多重的次级绕组。

然而，多脉波整流器的脉波数越多，向其供电的移相变压器的次级绕组也
会相应增多，这使得移相变压器的生产变得更加复杂，也会使移相变压器的移向角度产生更大的
误差，因此30脉波以上的多脉波整流器极少投入实际应用。

本章将会讨论在不降低些波消除效
果的前提下减少移相变压器次不一致结构的级绕组数目的可能性。

双18脉波整流器，通过使用
复合型多重化结构，能够达到36脉波整流器的谐波消除效果。

2.1谐波电流的产生与危害
2.1.1 谐波电流的产生
谐波污染的产生要紧是由于电力系统的非线性负载引起的。

非线性负载要紧有这么几方面[25]:
传统的不控整流电路，即桥式整流后跟一大的平波电容，这种电路只有在输入电压的绝对值大于电容电压时才会有电流的输入，因而使得输入电流成为一种不连续的近似为脉冲式的波形，这种波形含有大量的谐波。

使用这种电路的电力装置如线性稳压源，当今流行的大多数开关电源，其前置输入整流部分基本使用这种电路。

相控变流装置。

电力电子技术的进展，特别是品闸管的发明，使得各类变流技术与电力操纵相应产生，这种技术由于只是在每个电压周期的某一段相角范围内导电，因而其输入电流也有大量的谐波成分，而且在调压过程中随着相控角的加大，功率因数减小，交流回路中的较低次谐波电流相对较大。

这种装置如各类由直流电压供电的逆变与斩波装置，它们的直流电源由相控的整流电路得到。

从上面能够看出，引起谐波的污染源绝大部分是电力设备的电源部分，特别是AC-DC部分。

因此，改进现有的整流装置，改善它们的输入电流波形，是减少谐波污染的最根本的途径。

2.1.2 谐波电流的危害
随着工业、农业的快速进展及人民生活水平的不断提高,特别是电子信息技术的飞速进展及自动化技术的普及,电力需求量增长迅速,而且对供电质量及可靠性的要求也越来越高。

比如,工业自动化生产线、飞机场、大型金融商厦、通信机房等重要场所的计算机系统一旦失电 ,或者受电磁干扰,致使计算机系统无法正常运行,将会带来巨大的经济缺失。

其中谐波电流的危害巨大 ,应引起高度重视。

谐波电流的危害要紧表现在下列几个方面：①谐波电流会向公用电网的中性线注入更多电流，增加输电线路损耗，造成过载、发热，加速电力设备的老化，谐波电流也会造成继电保护装置误动作，影响电力系统安全[26]；②谐波发射出大功率的相应频率的电磁波，干扰电子设备的运行；③谐波电流，特别是3的奇数倍次的谐波电流侵入三角形连接的变压器时，会使变压器绕组中形成环流，加大绕组发热量，降低设备效率，影响其正常工作；④大量的 3的奇数倍次谐波电流叠加将在中性线上产生过大的谐波电流 ,从而使中性线过热，当三相负荷不平衡时,甚至出现中性线电流大于相线电流的情况,这样就会导致中性线严重过载,继而引发火灾爆炸事故[27-29]。

2.1.3 不控整流电路给电网带来谐波危害的机理
最简单的AC-DC变换器单相桥式二极管整流电路如图2.1所示，其输出为不可调直流电压V d，一个大电容C d用来滤除低频纹波。

图2.1 单相桥式二极管整流电路图2.2二极管整流桥对应输入电流波形
负载不大时，滤波电容C d上电压被充至接近于输入电压的峰值，整流二极管只有在输入电压峰值邻近的瞬时值大于电容电压的短时间内才有电流流通，输入电流波形如图2.2所示，其他大部分时间里，二极管被反向偏置而处于截止状态。

图2.2中的电流波形包含丰富的高次谐波，表2.1给出了单相整流环节输入电流波形谐波含量的典型值。

表2.1 单相桥式二极管整流电路输入电流谐波含量的典型值
谐波电流注入电网造成电网电压产生畸变，其原理如图2.3所示。

故电力系统对用电设备规定了在公共点的谐波电压应不超过规定值，如GB 14549中就规定了谐波电压的限定值。

图2.3 谐波电流对电网的影响
另一种则直接对产生谐波电流的设备规定其同意的谐波电流值，如IEC555-2标准[30],名称之“家用设备及类似电器设备对供电系统的干扰”，欧洲也于1987年制定了类似的标准EN60555-2。

这些标准经不断补充与修订，内容逐步完善。

其中IEC555-2标准自1994年起己在欧盟国家全面实施，所有在欧盟市场销售的用电装置都务必满足这一标准。

表2.2IEC555对A级设备谐波电流的限定值
2.2多脉波整流器
2.2.1 多脉波整流器概述
谐波是电力系统的大敌。

当今拖入使用的大多数开关电源，及交流调速系统的整流部分基本使用不控整流电路。

直接接入电网的这类设备非常多，若不采取有效措施，这种使用二极管整流的不控整流环节由于其本身的非线性特性，会使网侧输入电流严重畸变，谐波含量多，降低了设备的电磁兼容性能，给电网及其它用电设备带来许多危害，对电网产生严重的谐波污染。

随着开关电源设备功率的增大，这种不控整流装置所产生的谐波更加严重，对电网的干扰也随之加大[31-33]。

关于中小功率场合，使用PFC技术能够较好的解决问题，而关于大功率整流设备，为了提高功率因数，减少网侧谐波电流，务必提高整流设备的脉波数。

为此，能够使用移相的方法来实现。

移相的目的是使整流变压器二次绕组的同名端线电压之间有一个相位移，从而能够提高整流设备的脉波数以达到抑制甚至完全消除输入电流中某些特定次数的谐波，如12脉波、18 脉波、甚至24脉波以上的多脉波整流电路。

但在实际的产品中很少使用脉波数多于30的二极管整流器，要紧原因在于给其供电的移相变压器次级绕组的增多，同时还要保证其移相角度的精确，从而使移相变压器的制造更加复杂，成本也会大幅增加，但性能的改善却不明显。

最常用的是12脉波整流的方法，是使用三相变压器电路使交流线电压实现相移，将两个三相桥式整流电路移相30°相位差并联或者者串联起来，达到完全消除输入电流中的5次、7次、17次、19次谐波的目的，使最低次谐波为11次，更容易滤除。

2.2.2 整流移向变压器
移相变压器是多脉波二极管/晶闸管整流器的不可缺少的构成部分，它具有三个功能：①实现一次侧、二次侧线电压的相位偏移以消除谐波；②变换得到需要的二次侧电压值；③实现整流器与电网间的电气隔离。

整流移相变压器能够有两种移相方式，即网侧移相方式与阀侧移相方式。

2.2.2.1 网侧移相方式
整流移相变压器网侧移相有曲折形、多边形及延边三角形三种联结方式。

这种联结方式能够保证阀侧绕组结构相同，有助于均衡各变压器的阻抗，保证移相角度的精确度。

2.2.2.1.1曲折形接线
网侧曲折形接线整流移相变压器的接线图见图2.4（a），移相角度 的大小由短绕组来决定，阀侧绕组能够是Y形与△形用于桥式整流系统。

ab AB v v ϕ-=∠∠ (2-1)
(a)接线图 （b ）电压向量图
图2.4 曲折形连线移相变压器
假定输入与输出的交流相电压有效值分别为Ea 与Ea 1,则加于网侧短绕组上的电压有效值1E 与长绕组上的电压有效值2E 分别为：
1E sin 3
a ϕ= (2-2) 2E sin(60)3
a ϕ︒- (2-3) 原边短绕组，长绕组与副边绕组的匝比与各个绕组上的电压有效值成正比，为：
3ϕ：)3ϕ︒-：a1a
E E 。

这种联结方式，中性点能够引出直接接地，故可用在110kV 及以上的半绝缘系统中。

其缺点是没有3倍频的谐波电流回路。

2.2.2.1.2 多边形接线
网侧多边形接线移相变压器在35kV 下列的系统上应用的比较普遍，它消除了曲折形接线在阀侧Y 形连接时因缺乏三次谐波励磁电流而使感应电势畸变的问题。

但用在更高压的电网上时，3而显得不经济。

多边形接线整流移相变压器的接线
图见图2.5（a ）。

(a)接线图 （b ）电压向量图
图2.5 多边形接线移相变压器
假定输入与输出的交流相电压有效值分别为Ea 与Ea 1,则加于网侧短绕组上的电压有效值1E 与长绕组上的电压有效值2E 分别为：
13E E 3
a ϕ= (2-4) 23E E )3
a ϕ︒- (2-5) 原边短绕组，长绕组与副边绕组的匝比与各个绕组上的电压有效值成正比，为：2sin ϕ：
2sin(60)ϕ︒-：a1a
E E 。

这种联结方式，是3倍频谐波电流的天然回路，故不论二次绕组使用何种联结方式，都不可能使感应电压波形出现畸变。

由于这种联结方式没有中性点能够引出，故只能用于63kV 下列的全绝缘系统中。

2.2.2.1.3 延边三角形接线
网侧延边三角形接线的移相变压器能够根据移相角度的需要将一次侧绕组从三角形接线演变为星形接线，因此其移相角度范围为-30°至30°。

网侧多边形接线整流移相变压器的接线图见图2.6（a ）。

假定输入与输出的交流相电压有效值分别为Ea 与Ea 1,则由图（b ）的电压向量图可知加于o 、p 之间绕组上的电压有效值op E 为：
op 3E E 3
a ϕ (2-6)
而m 、p 之间绕组上的电压有效值mp E 与o 、p 之间绕组上的电压有效值相等，只是在相位上相差120°，因此三角形部分q 、p 之间绕组上的电压有效值q p E 为：
q p 32E =E [sin(60)sin ]3
a ϕϕ︒-- (2-7)
(a)接线图 （b ）电压向量图
图2.6 多边形接线移相变压器
原边短绕组，长绕组与副边绕组的匝比与各个绕组上的电压有效值成正比，为：2sin ϕ：2[sin(60)sin ]ϕϕ︒--：a1a
3E E 。

这种联结方式，也是3倍频谐波电流的天然回路。

同时由于无中性点能够引出，因此它也只适用于63kV 及下列的全绝缘系统中。

2.2.2.2 阀侧移相方式
阀侧移向变压器二次侧通常为多绕组结构，其一次侧有两种结构，即星形（Y ）与三角形（△）两种接法，而二次侧绕组通常都为延边三角形联结，延边三角形联结又有两种形式，即与接法。

因此，阀侧移相变压器共有四种接法：Y/型，Y/型，△/型，△/型。

以Y/型移向变压器为例，图2.7给出了其绕组接线图与电压向量图。

（a ）绕组接线图
（b ）电压向量图
图2.7 Y /型移向变压器
令移相变压器变压比为k v ,输入线电压为V AX ,输出相电压为V ab,则有：
v AX ab V =3k V (2-8)
由输入与输出电压的向量关系可得： ab am V V =
sin(30-)sin120δ︒︒ (2-9) ab mx ax am V V =V V [sin(30)-sin(30-)]sin120δδ-=︒+︒︒
(2-10) 将式(2-8)代入式(2-9)与式(2-10)中有：
v AX am 2k V V =sin(30-)δ︒ (2-11) v AX mx 2k V V =[sin(30)-sin(30-)]δδ︒+︒ (2-12)
移相变压器各个绕组线圈匝数与其上的电压成正比，可得网侧绕组，阀侧延边三角形绕组的三角形联结部分绕组与延边部分绕组的匝数之比(N 1:N 2:N 3)为：
1：v 2k [sin(30)-sin(30-)]δδ︒+︒：v 2k sin(30-)δ︒。

关于移相角度，能够考虑两种极端情况。

当N 2=0时，如今阀侧为Y 形联结，输入输出电压相位一致，0δ
︒=。

当N 3=0时，阀侧为△形联结，这时30δ︒=。

因此，Y/型移相变压
器的移相角度δ为0°至30°。

其他三种阀侧移相变压器的各绕组匝比与移相角度范围可由相同的方法得出，四种类型的移相变压器的移相角度可归纳如表2.3所示。

2.3 四种类型移相变压器移相角度
使用阀侧移相变压器的多脉波整流器可用来为需要多个独立直流电源的串联H桥多电平逆变器与NPC多电平逆变器与电容悬浮式多电平逆变器供电，若使用网侧移相变压器的多脉波整流器，那么变压器的数量将太多。

但有一个问题就是在高压大功率场合，阀侧母排的延边三角形联结接头较多，难于处理。

2.2.3 移相多重化整流技术
移相多重化要紧有下列四种形式：①阀侧串联移相多重化；②阀侧移相分离型多重化；③网侧移相多重化；④复合型多重化。

首先以常用的12脉波整流器来介绍前两种移相多重化技术。

三相桥式整流电路的直流输出含有6个波头，因此被称之6脉波整流器，6脉波整流是多脉波整流器的基础。

若有m个6脉波整流器，并由一个移相变压器的m个二次侧绕组分别供电，这m个二次绕组依次相差
δ=︒角度，便能够构成一个6m脉波的多脉波整流器。

360/6m
2.2.
3.1阀侧串联型移相多重化
图2.8（a）给出了使用阀侧串联移相多重化技术的12脉波串联型整流器拓扑结构图，其中就包含两个完全相同的6脉波整流器，分别由移相变压器二次侧两个三相对称组供电，两个整流器的直流输出串联连接。

为了消除网侧电流A i中
（a）12脉波二极管整流器拓扑结构
（b ）12脉波二极管整流器简化结构框图
图2.8 12脉波串联型二极管整流器
的低次谐波，移相变压器的两个次级绕组输出线电压存在30δ︒=的相移。

在串联型多脉波二极管整流器中，所有6脉波二极管整流器在直流侧串联连接。

这种类型的二极管整流器能够作为中压传动系统中仅需要一个直流供电的变频器前端，比如二极管钳位式三电平逆变器与电容悬浮式多电平逆变器。

其中，11a b v ∠为移相变压器三角形连接的次级绕组输出线电压的11a b v 相角，ab v ∠为移相变压器星形连接的次级绕组输出线电压ab v 的相角。

假设二次侧绕组线电压的有效值为：
11/2AB ab a b V V V == （2-13）
那么，移相变压器的匝数比：
122N N = ，1323
N N = （2-14） 图2.8(a)中的L S 表示供电电源与变压器之间的总电感，L LK 为折算到二次侧的变压器总的漏电感。

在下面的分析中，假定直流滤波电容C d 足够大，从而能够忽略直流电源V d 中的纹波含量。

图2.8(b)为12脉波串联型二极管整流器的简化结构图，变压器绕组中用中心含“Y ”与“△”的圆圈表示，其中“Y ”表示星形连接的三相绕组，“△”表示三角形连接的三相绕组。

12脉波串联型多脉波整流器的一个典型的应用是为中点钳位型三电平逆变器提供直流母线电压V d ，其硬件电路结构如图2.9所示。

图2.9 12脉波串联型多脉波整流器为NPC 三电平逆变器供电的应用实例
2.2.
3.2阀侧分离型移相多重化
图2.10给出了使用阀侧分离型移相多重化技术的12脉波串联型二极管整流器拓扑结构图。

它与12脉波串联型二极管整流器的结构基本相同，唯一的区别在于它有两个独立的负载。

在分离性多脉波整流器中，每一个6脉波二极管整流器给一个单独的直流负载供电。

这种类型的二极管整流器能够用在需要多个独立直流供电电源的串联H 桥多电平逆变器中
图2.10 12脉波分离型二极管整流器结构图
分离型12脉波整流器能够作为串联H 桥多电平逆变器的前端输入，图2.11
图2.11 分离型12脉波整流器为串联H 桥多电平逆变器供电的应用实例
给出了其一个应用实例。

移相变压器有6个二次侧绕组，3个为星形连接，0δ
︒=，其他3个
为三角形连接，30δ︒=。

每个二次侧绕组给一个6脉波二极管整流器供电。

由于所有星形连接
二次侧绕组相同，所有三角形连接二次侧绕组也相同，因此这个移相变压器实际上是一个12脉波变压器。

所有6脉波二极管整流器各为一个H 桥逆变器提供独立的直流电源，逆变器的输出串联连接，形成一个三相交流电压为电动机供电。

2.3.3.3网侧移相多重化
网侧移相多重化马上多个网侧移相整流变压器的网侧并联连接，统一由交流电网供电实现移相多重化整流的技术。

比如在电解电化工业中，所需直流电流很大，往往需要多台大电流整流机组在直流侧并联运行，在交流侧由统一的电网供电。

图2.12给出了电解电化工业中使用网侧移相多重化技术的多机组并联运行结构拓扑图。

图2.12使用网侧移相多重化整流技术的多机组并联运行结构拓扑图
︒，p为每一整流机其中，α为移相角度，n为整流移相变压器的数目。

且有α=360/np
组的脉波数。

图2.12所示的拓扑结构实现了等效相数为p n⋅的多相整流系统。

等效多相系统中的多机组并联运行要满足一些要求，除了要求负载合理平均分配之外，还要求限制均衡电流到适当程度，这要紧是为了满足网侧谐波电流消除的需要。

2.2.
3.4复合型移相多重化
复合型移相多重化整流技术即同时使用网侧移相多重化与阀侧串联型或者者阀侧分离型的多重化移相技术，对这种类型的移相多重化技术将在下一节中利用具体的实例进行介绍。

2.3 双18脉波整流器
2.3.1 36脉波整流器与双18脉波整流器拓扑结构
在目前一些先进的交流传动系统中，已经使用了24或者者30脉波的多脉波整流器来达到更好的网侧谐波电流消除效果，使网侧电流THD降到标准之下。

这样就减小了滤波器的体积，甚至能够省去滤波器。

由上一节的介绍，很容易就能推导出36脉波整流器的拓扑结构如图2.13所示，其中6个整流器由移向变压器的6个二次侧绕组供电，为了消除5、7、11、13、17与19次6个要紧的谐波，变压器的6个次级绕组线电压之间都存在10°的相移，事实上λ能够是能够满足移相变压器的移相范围的任何角度。

图2.13 36脉波整流器拓扑结构
双18脉波整流器通过减少次级绕组数目，同样能够到达36脉波的谐波消除效果，也称之为等效36脉波整流器，它是由两个18脉波整流器并联而成，每个18脉波整流器分别由一个移相变压器供电，如图2.9所示，PST1为/Y Z 结构而PST2为△/Z 结构。

PST1的原副边移相角度分别为λ，20λ︒-与40λ︒-，实际上λ能够是能够满足移相变压器的移相范围的任何角度，PST2与PST1的三个副边线电压对应存在α角度的相移。

图2.14 双18脉波整流器拓扑结构
由其拓扑结构图能够发现，双18脉波整流器使用了网侧移相的二重化结构，在实际的应用中，可根据负载情况来决定次级绕组直流侧输出的连接方式，以确定阀侧是使用分离型还是串联型结构，因此，双18脉波整流器是一种使用复合型多重化整流技术的多脉波整流器。

2.3.2 两种拓扑结构的比较
36脉波整流器在结构上非常复杂，要紧原因在于各个次级绕组的结构都不相同，不利于移相变压器的生产。

而双18脉波整流器利用两个18脉波整流器的并联同样能够达到36脉波的谐波消除效果，在结构上相关于36脉波整流器具有优越性，由于PST2的与PST1的三个副边线电压对应存在α角度的相移，因此只要改变PST2的初级绕组结构，使其相关于PST1的原边输入电压存在α角度的相移即可，可保证两个移相变压器的次级绕组结构相同，这就相当于减少了次级绕组的数目，使得移相变压器的生产大大简化，也在更大程度上降低了两个移相变压器的移向角度的误差，同时保证了变压器漏感的均衡。

两个18脉波整流器共有6个直流电压输出，每个直流电压均可为逆变桥单元供电，用于中压传动系统中。

2.3.3 谐波消除原理分析
由移相变压器供电的6脉波整流器如图2.10所示，该移相变压器的原边为△连接，副边为延边△连接，其移相角度为δ：
ab AB v v δ=∠-∠ (2-15)
图2.15 由阀侧绕组延边移相变压器供电的6脉波整流器
如图2.15所示，假定移相变压器原副边电压比为v k ，关于三相对称系统，线电流的谐波成分中不含偶次与3的倍数次谐波。

P N ,1N 与2N 分别为图2.15所示对应线圈匝数。

为了实现δ角度的移向，匝比关系应该满足：
112sin120sin sin120sin(120)
v P v
P k N N k N N N δδ︒⎧=⎪⎪⎨︒⎪=⎪+︒+⎩ (2-16) 假定副边线电流为：
1,5,7...1,5,7...1,5,7...h h(120)h(120)sin sin sin h h h h h h a b c I t
I t I t i i i ωωω∞=∞=∞=⎧=⎪⎪
⎪⎪=-︒⎨⎪
⎪=+︒⎪⎪⎩
∑∑∑ (2-17) 其中，h I 为第h 次的谐波幅值，ω为电网角频率，δ为移向变压器移相角度，
121212r a X P P s Y b P P t c Z P P N N i i i N N N N i i i N N N N i i i N N ⎧⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎩
=+=+=+ (2-18) 这些副边线电流都对应通过次级绕组的延边线圈部分（N 2）。

如图所示，通过次级绕组△形连接部分线圈的电流为r i ，s i 与t i 。

所有的这六个电流量都按照匝比的反比这样一个比例折算到原边，因此，对应的原边线电流为：
以A 相为例，其原边线电流A i 为：。