分数间隔判决反馈盲均衡器的设计与仿真

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DFE-FSE DFE-SSE 25
从上面两组仿真的情况可以看出：在其它条件相同的情 况下，FSE 比 SSE 性能要优于 8 dB 左右（误码该善增益）； 在其它条件相同的情况下，DFE 比 LE 性能要优于 8 dB 左右 （误码该善增益）；若将这个误码该善增益折算到 Eb/N0，将 是 0.8 dB 的性能增益。这个增益是相对性能增益，DFE 和 LE 或 FSE 和 SSE 间相比较的性能增益。可以得到结论是 FSE-DFE 将比 SSE-LE 性能优越 1.6 dB 左右。
如图 2、图 3、图 4 和图 5 是仿真得到误码该善增益的
理论曲线。各仿真图中，横轴为信噪比，从 SNR=0 到 SNR=18，
SNR 变化的分辨率为 0.1 dB；纵坐标表示前面定义的均衡器
前后的误码该善增益，用 dB 进行表示。
18
SSE-LE
16
SSE-DFE
14
均衡前后误码增益/dB
） 12 Bd
其中 z(k) 是判决器的输出， d j (k) 是逆向滤波器的 j 个抽头
系数。
判决器的功能表示为：
z(k)
=
sign(
y(k
))
=
⎧ 1, ⎨⎩−1,
其中， y(k) = P(k) − N (k) 。
y(k) ≥ 0, y(k) < 0,
进行抽头系数更新的自适应算法采用 LMS 算法，其基
本公式如下： 估计误差： e(k) = z(k) − y(k) , 抽头系数更新： ω(k +1) = ω(k) + μu(k)e*(k) ，
4 结语
设计了适合卫星高速数传的分数间隔、DFE 盲均自适应 衡器，并进行了各种性能比较，得到 FSE 与 SSE、DFE 与 LE 的相对性能比较的理论曲线；并同时获得了个种均衡器的绝 对理论性能。设计的均衡器适合 FPGA 或 ASIC 设计，仿真的 理论曲线，对高速数传均衡器设计具有一定的参考价值。
（ 益
10
增
码8
误
后 前
6
衡
均4
2
0
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
信
RSN/dB
图 2 SSE 时的 DFE 和 LE 性能比较
图 2 和图 3 仿真比较了 DFE 和 LE 的性能。图 2 是在符
号间隔 SSE 情况下 DFE 和 LE 两种结构的性能比较，可见在
最好的情况下，DFE 可以比 LE 好 8 dB 左右；图 3 是分数间
从均衡器的绝对增益而言，上面各图的每条曲线对应的 误码增益，就是均衡加与不加得到的绝对性能增益。由图可 见，FSE-DFE 的该善增益最好是 25 dB，FSE-LE 是 19 dB， 而 SSE-DFE 是 18 dB，SSE-LE 是 10 dB 左右。折算到 Eb/N0 得到的性能将分别约是：2.5 dB、1.9 dB、1.8 dB、1 dB。 通过修改 FIR 信道参数，仿真结果基本相同。
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P(k) = ∑ ∑ I (4k + i)cij (k) ， i =1 j =1
其中，k 是时间标志，i 表示正向滤波器的分数间隔通道号， cij (k) 表示 k 时刻第 j 个分数间隔滤波通道的滤波器抽头
系数。 逆向滤波器输出可以输出表示为：
5
N(k) = ∑ z(k)d j (k) ， j =1
图 3 FSE 时的 DFE 和 LE 性能比较
图 4 和图 5 仿真比较了 FSE 和 SSE 的性能。图 4 是在
DFE 结构的情况下，FSE 和 SSE 的性能比较，可见 FSE 比 SSE
好 8 dB 左右；图 5 是在 LE 结构的情况下，FSE 和 SSE 的性
能比较，可见 FSE 比 SSE 好 8 dB 左右。
均衡前后误码增益/dB
） 20 Dd
（
益 增 15
码
误
后 前
10
衡
均
5
均衡前后误码增益/dB
0
0
2
4
6
8
10
12
14
WANG Yu-zhou
(Signal Processing Key Lab, CETC-10, Chengdu Sichuan 610036, China)
【Abstract】As satellite data transfer rate is now up to multi-Mb/s, or even above Gb/s, inter-symbol interference and group delay could not be negligible. A high-performance blind equalizer in adoption of LMS algorithm, fractional space and determined-feedback, is designed. The equalizer is based on better performance and easier implementation on FPGA. The simulations on BER gains with or without equalizer, give four theoretical performance curves. The designed equalizer and simulated theoretical performance curves could serve as a valuable reference for engineering design.
到 18 dB，步进 0.1 dB；FIR 信道参数[0.8,0.6]。
仿真是通过对比均衡前后的误码率来进行比较的，定义
误码该善增益为：均衡后误码个数+1，除以均衡前的误码个
数+1 的 dB 数。
即：
dBgain
=
10
*
lg
⎛ ⎜⎝
均衡前误码个数+1 均衡后误码个数+1
⎞ ⎟⎠
，Leabharlann 式中加 1 的目的是为了防止分母为 0。
【Key words】equalization; fractional space; determined feedback; LMS algorithm; tap parameter
0 引言
理想低通滤波器和等效理想低通滤波器都能满足奈奎 斯特第一准则，即在采样时刻没有码间干扰（ISI）[1-3]。而 实际工程应用中，通信系统的信道由于：带限发射、接收滤 波器、放大器、时延、多径传输、发射机与接收机的相对运 动等因素，必然会造信道频率响应形变，使所传输脉冲的前 后两个尾部影响相邻的脉冲，这种尾部重叠而引起的信号畸 变就成为 ISI。ISI 会引起判决的误差，降低接收机的性能。 减小或消除 ISI 的方法是采用均衡器进行校正。高速数传信 道中，由于符号速率大，码元周期很短，更容易受到码间干 扰的影响，数百兆 bps 的传输传输系统必须考虑设计均衡器 进行谱特性校正；同时，由于目前接收机解调损失指标要求 越来越高，在其它方法达到难以突破的情况下，可以考虑采 用均衡技术来减小码间干扰或多径的影响、减小通信系统传
收稿日期：2010-04-12。 作者简介：王宇舟（1970-），男，博士，高级工程师，主要研究方向为
信号处理。
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输信道群时延对接收机性能的影响、减小接收机设计偏差 （滤波器、位同步误差等）的影响等。
这里主要是设计应用于高速率卫星通信数据传输、易于 FPGA 实现的高性能自适应均衡器。该自适应均衡器采用了基 于 LMS 算法的盲均衡[3-4]技术，并采用了判决反馈（DFE）结 构和分数间隔（FS）技术以提高性能[5-7]。并比较仿真了误码 性能，得到了分数间隔和符号间隔均衡、DFE 和线性均衡器 （LE）之间在不同信噪比情况下的误码性能理论曲线。
【摘 要】卫星高速数传的速率已经数百 Mb/s 甚至上 Gb/s 的量级，码间干扰和群时延影响已不可忽视。采用易于高速
实现的 LMS 算法，和有利于提高接收机的性能的分数间隔和判决反馈均结构，设计出了一种高性能盲均衡器。该均衡器的设
计目标立足于具有较好性能和易于工程上现场可编程门阵列（FPGA）实现。通过仿真均衡前后误码增益，得到 4 种情况下均
2010 年第 12 期，第 43 卷 总第 228 期
通信技术 Communications Technology
Vol.43，No.12,2010 No.228,Totally
分数间隔判决反馈盲均衡器的设计与仿真
王宇舟
（中国电子科技集团公司第 10 研究所，信号处理重点实验室,四川 成都 610036）
1 分数间隔均衡器结构
首先，利用分数间隔采样得到的信道分集性和信号循环 平稳性，能够降低采样相位敏感性，可以有效该善由于位同 步相位误差造成的性能损失[3,5]。再则，由于判决反馈均衡的 性能比线性均衡的性能更为优越，均衡器的设计采用判决反 馈结构，DFE 利用已经判决是“正确”的符号去消除紧跟其 后的符号的后尾干扰，具有较好性能[1]。在当前的卫星数传
2 均衡器模型
数据输入可以表示为： I (4k + 1),i = 1, 2,3, 4 ， 其中， k 表示时间标志， i = 1,2,3,4 表示正向滤波器的分数 间隔通道号，其分别对应图 1 中的 In1,In2,In3,In4 四个输入， 这 4 个输入是同一个符号的 4 倍分数采样点，具有不同的 相位。 正向滤波器是 4 个并行的 FIR 滤波器的输出的和，正向 滤波输出可以表示为：
器的抽头系数。
3 仿真分析
当采用 FSE 时，收发端采用滚降系数为 0.35 的根升余