有源钳位正激变化器的工作原理

第2章有源箝位正激变换器的工作原理
2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择
单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。

但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。

传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。

这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。

(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。

它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。

(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。

它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。

(3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。

它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。

而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但
.
是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：
(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；
(2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于变换器效率的提高；
(3)变压器磁芯双向对称磁化，工作在B-H回线的第一、三象限，因而有利于提高了磁芯的利用率；
(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流电路的复杂度。

图2-1 低边有源箝位电路
Fig. 2-1 Low-Side a ctive c lamp c ircuit
r
.
图2-2 高边有源箝位电路 Fig. 2-2 High-Side a ctive c lamp c ircuit
图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别[40]。

本设计采用的是如图2-1所示的低边箝位电路。

在此对这两种电路的不同点做一个简要的分析。

(1)箝位电路的构成 如图2-1所示的有源箝位电路由一个P 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成，并联在主功率开关管的两端，一般称之为低边箝位电路。

如图2-2所示的有源箝位电路由一个N 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成，并联在变压器的两端，称之为高边箝位电路。

这两种电路之所以选用的功率MOSFET 的沟道不同，主要是因为其内部体二极管的导通方向不同。

对于相同的电压和相同的模片区域，P 沟道功率MOSFET 比N 沟道功率MOSFET 的通态电阻要更高，通态损耗要更大，而且价格也要更贵。

(2)箝位电容上的电压 忽略电路中漏感的影响，根据变压器一次侧绕组两端伏秒积平衡的原理，可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式为：
in
c 1V V D
=
- (2-1)
由式(2-1)可知，
c V 的表达式和升压式(Boost)变换器的输出电压表达式一样，因而图2-1所示的电路又称为升压式箝位电路。

同理，可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：
in
c 1DV V D
=
- (2-2)
由式(2-2)可知，
c V 的表达式和反激(Flyback)变换器的输出电压表达式一样，因而图2-2所示的电路又称为反激式箝位电路。

(3)栅极驱动的实现方法 箝位电路选择的不同，对箝位开关管的栅极驱动的要求也就不同。

对于高边箝位电路中的箝位开关管的驱动来说，箝位开关管VT2要采用浮驱动，因而需要通过高边栅驱动电路或一个专用的门极驱动变压器来实现。

而低边箝位电路的箝位开关管为P 型管，那么对于它的驱动来说，只需要由一个电阻、一个电容和一个二极管组成电平位移电路即可实现。

相对于低边箝位电路中的箝位开关管的驱动设计来说，高边箝位电路中的箝位开关管的驱动相当麻烦而且成本也较高。

关于箝位开关管栅驱动的具体设计方法将在以后的章节中进行详细地论述。

本课题选用的是低边箝位电路，主要因为它的箝位开关管的驱动电路相对简单，不需要外加驱动变压器。

此外，许多半导体公司已经专门针对这种变换器开发出了一系列的P 沟道功率MOSFET ，因而在选取器件时已经没有了很大的限制。

2.2 有源箝位正激变换器的工作原理
基于上面的分析，本文采用的是低边箝位电路，其主电路拓扑结构如上图2-1所示。

在图2-1所示电路中，1VT 为主功率开关管，箝位电容c C 和箝位开关管2VT 串联构成有源箝位支路，并联在主功率开关管1VT 两端。

m L 为励磁电感，r L 为变压器漏感和外加电感之和。

r C 为主功率管1VT 、箝位开关管2VT 的输出电容和变压器绕组的寄生电容之和。

变压器的副边由3VT 、
4VT 构成自驱动的同步整流电路，以减小开关的损耗，提高变换器的效率。

o L 为输出滤波电感，o C 为输出滤波电容。

为了简化分析过程，在分析电路之前先做如下的假设： (1)所有功率开关器件都是理想的。

(2)箝位电容c C 远大于谐振电容r C 。

(3)输出滤波电感o L 足够大，则其上的输出电流不变，可以认为是一个恒流源，同理，输出滤波电容o C 足够大，则其上的输出电压不变，为一个恒压源。

(4)谐振电感r L 远小于励磁电感m L 。

(5)变压器的初级绕组和次级绕组的匝比为
n=N:N。

12
(6)为了使主管能完全实现ZVS开通，谐振电感存储的磁场能大于寄生电容存储的电场能。

有源箝位正激变换器的主要参数波形如下图2-3所示。

.
V
-V
图2-3 有源箝位正激变换器的主要参数波形
Fig. 2-3 Waveforms of a ctive c lamp forward converter
图2-1所示电路在一个开关周期中可分为10个工作模式，其工作过程
.
如下：
(1)工作模式1(0t ~1t ) 在0t t =时刻，同步整流管的体二极管3D 、4D 换流结束，同步整流管3VT 导通，输入能量通过变压器和整流管3VT 传送到输出负载。

因为此前3VT 的寄生二极管3D 处于导通状态，因此整流管3VT 实现了零电压开通。

在该工作阶段内，谐振电感r L 和变压器原边励磁电感m L 上的电流在输入电压in V 作用下线性增长，这一时间段的等效电路拓扑如图2-4所示：
R
图2-4 工作模式1 Fig. 2-4 State 1(0t ~1t )
在这段时间内有：
()()()()()()()m m r m m in
L L 00m r
o o
in
L o L L 00m r V L +L V L +L i t i t t t I I i t I i t i t t t n n
=+
*-=*+=+*-+ (2-3)
在1t t =时刻，主功率开关管1VT 上的驱动信号消失，1VT 关断，该工作阶段结束。

这个时间段的长度由变换器的占空比决定。

(2)工作模式2(1t ~2t ) 在1t t =时刻，主功率开关管1VT 关断，在谐振电容r C 的作用下，主功率管漏源两端的电压开始缓慢上升，因而1VT 实现了零
电压关断。

因为变压器副边电压()m gs th /n V V >依然成立，所以副边同步整流管3VT 仍然导通，输出电流通过整流管3VT 。

在该工作阶段内，谐振电容r C 、谐振电感r L 和励磁电感m L 一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-5所示：
R
图2-5 工作模式2 Fig. 2-5 State 2(1t ~2t )
在这一时间段内有： ()()()()()(){}
()()in
Lr Lr 111111
cr in 11Lr 1111cos sin 1cos sin V i t i t t t
t t Z u t V t t i t Z t t ωωωω=*
-+
*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=*--+**-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦
(2-4)
式中：
1Z =
1ω=
因为谐振电容r C 很小，谐振电路的特征阻抗1Z 很大，所以谐振电容r
C 两端的电压能迅速增长，因此上式可改写为：
()()()()()()()()()
()
in in
Lr Lr 111Lr 111m r
Lr 1cr Lr 11111r
L +L C V V i t i t t t i t t t Z i t u t i t Z t t t t ωω≈*+
*-=*+*-≈**-=*- (2-5)
在该阶段内变压器原边绕组上的电压逐渐减小：
.
()()()
()Lr 2m in cr in 2r
i t V t V V t V t t C ≈-≈--
(2-6)
当2t t =时刻，变压器两端的电压下降到0V ，即：m cr in 0V u V ==，，该工作过程结束。

(3)工作模式3(2t ~3t ) 在2t t =时刻，副边同步整流管的寄生二极管3
D 和4D 开始进行换流，变压器原副边的电压都为0V ，则此时变压器原边激磁电流()Lm Lm 2i i t =保持不变。

在该工作阶段内，谐振电容r C 和谐振电感r L 一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-6所示，那么在这一时间段内有：
()()()()()()Lr Lr 222cr in Lr 2222cos sin i t i t t t u t V i t Z t t ωω=*-⎡⎤⎣⎦=+**-⎡⎤⎣⎦
(2-7)
式中：
2Z =
2ω=
图2-6 工作模式3 Fig. 2-6 State 3(2t ~3t )
到3t t =时刻，谐振电容r C 上的电压谐振到()cr c 0u u t =，该谐振阶段结束。

从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体二极管3D 和4D 。

(4)工作模式4 (3t ~4t ) 在3t t =时刻，箝位开关管2VT 的寄生二极管2
D 导通，该工作阶段内，激磁电流()Lm Lm 2i i t =保持不变，()c r C +C 和谐振电感
r L 一起进行谐振，变压器进入磁复位过程，因为电流Lr i 是正向的，在这个
阶段可以给箝位管2VT 以导通信号，从而使2VT 实现零电压开通。

这一时间段等效电路拓扑如图2-7所示：
R
图2-7 工作模式4 Fig. 2-7 State 1(3t ~4t )
在这一时间段内有：
()()()()
()()()()()()in 0Lr Lr 333333
cr in Lr 33330in 33cos sin sin cos C C V v t
i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v
t V t t ωωωω-=*-+
*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦
(2-8)
式中：
4Z =
为谐振电路的特征阻抗
4ω=
.
当4t t =时刻，谐振电感上的电流为：()Lr Lm 3i i t =，此时3D 上的电流降为0，而4D 上的电流则上升为负载电流，体二极管3D 、4D 换流完成，该谐振阶段结束。

从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该阶段内，原边电流和副边电流，都是通过相对高导电阻的寄生二极管，而不是低导电阻的MOS 管通道，因而造成了导通损耗的增加。

(5)工作模式5(4t ~5t ) 当4t t =时刻，副边同步整流管的体二极管3D 、
4D 换流结束，变压器原边电压升高，变压器的副边电压也随之升高。

当副
边电压大于同步整流管4VT 的门极驱动电压时，4VT 导通。

因为此前是它的寄生二极管3D 导通，因而整流管4VT 实现了零电压开通。

在该阶段内，箝位电容c C 和谐振电容r C 与激磁电感m L 和漏电感r L 一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-8所示：
R
图2-8 工作模式5 Fig. 2-8 State 5(4t ~5t )
在这一时间段内有：
()()()()
()()()()()()in C 4Lr Lr 444444
cr in Lr 4444C 4in 44cos sin sin cos V v t i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+
*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦
(2-9)
式中：
4Z =
4ω=
当5t t =时刻，谐振电感上的电流谐振到0，即：Lr 0i =，箝位电容上的电压达到最大值，该谐振过程结束。

(6)工作模式6(5t ~6t ) 当5t t =时刻，谐振电感上的电流谐振到0，在该工作阶段，箝位电容和谐振电容()c r C +C 和激磁电感和漏电感()r m L +L 一起处于谐振状态。

电容()c r C +C 将其储存的能量回馈到输入端；副边输出电流继续流过具有低导电阻的整流管4VT 。

这一时间段等效电路拓扑如图2-9所示：
R
图2-9 工作模式6 Fig. 2-9 State 6(5t ~6t )
在这一时间段内有：
()()()()
()()in C 5Lr 555
cr in C 5in 55sin cos V v t i t t t Z u t V v t V t t ωω-=*-⎡⎤⎣⎦=+-*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦
(2-10)
式中：
5Z =
.
5ω=
当6t t =时刻，箝位开关管2VT 的驱动脉冲消失，2VT 关断，该谐振工作阶段结束。

(7)工作模式7(6t ~7t ) 在6t t =时刻，箝位开关管2VT 上的驱动脉冲消失，由于其结电容的存在，2VT 漏源两端的电压是缓慢上升，因此箝位开关管2VT 实现了零电压关断。

由于副边耦合电压()m gs th /n V V >仍然成立，因此副边输出电流仍然通过具有低导电阻的同步整流管4VT 。

在该阶段内，变压器原边励磁电感m L 、谐振电感r L 和谐振电容r C 一起处于谐振状态，继续对变压器进行磁复位，谐振电容r C 将其存储的能量反馈回输入端。

这一时间段等效电路拓扑如图2-10所示：
R
图2-10 工作模式7 Fig. 2-10 State 7(6t ~7t )
在这一时间段内有：
()()()()()()()()()()in C 6Lr Lr 666666
cr in Lr 6666C 6in 66cos sin sin cos V v t i t i t t t t
t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωωω-=*-+*-⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦=+*-+-*-⎡⎤⎡⎤⎡⎤⎣⎦⎣⎦⎣⎦
(2-11)
式中：
4Z =
4ω=
为谐振电路的谐振角频率
在7t t =时刻，()()m cr in 0,V t V t V ==，该工作过程结束。

(8)工作模式8(7t ~8t ) 在7t t =时刻，谐振电容两端的电压谐振到输入电压，即：()()m cr in 0,V t V t V ==，副边同步整流管的体二极管3D 和4D 开始进行换流，变压器原副边的电压都为0V 。

在该阶段内，谐振电感r L 和谐振电容r C 一起处于谐振状态，将其存储的能量反馈回输入端，这一时间段等效电路拓扑如图2-11所示，在这一时间段内有：
()()()()()()Lr Lr 777cr Lr 7777i cos sin in i t t t t u t V i t Z t t ωω=*-⎡⎤⎣⎦=+**-⎡⎤⎣⎦
(2-12)
式中：
2Z =
2ω=
R
图2-11 工作模式8 Fig. 2-11 State 8(7t ~8t )
当8t t =时刻，r C 上的电压谐振到0V ，即：cr 0u =，该谐振过程结束。

从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的
.
是相对高导电阻的同步整流管的体内寄生二极管3D 和4D 。

(9)工作模式9(8t ~9t ) 在8t t =时刻，()cr 0u t =，原边电流经过主功率开关管1VT 的体二极管1D ，因为同步整流管的体二极管3D 、4D 仍在换流，变压器原副边的电压都被箝位在0V ，所以()Lr in u t V =，即：谐振电感上的电压等于in V 。

这一时间段等效电路拓扑如图2-12所示。

在这一时间段内有：
()()()in
Lr 9Lr 9r
L V i t t t i t =
-+ (2-13)
在9t t =时刻，给主功率管1VT 以导通信号，1VT 导通，该工作阶段结束，因为此前是它的寄生二极管1D 导通，所以主管1VT 实现了零电压开通。

R
图2-12 工作模式9 Fig. 2-12 State 9(8t ~9t )
从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该阶段，不论是原边电流，还是副边电流，都是通过相对高导电阻的寄生二极管，而不是低导电阻的MOS 管通道，因而造成了导通损耗损耗的增加。

(10) 工作模式10(9t ~10t ) 在9t t =时刻，主功率管1VT 导通，在这一阶段，同步整流管的体二极管3D 、4D 继续换流，将变压器的原边电压箝位为0V ，因此()Lr in u t V =，即谐振电感上的电压等于in V 。

这一时间段等效电路拓扑如图2-13所示，那么在这一时间段内有：
()()()in
Lr 9Lr 9r
L V i t t t i t =
-+ (2-14)
直到10t t =时刻，副边寄生二极管3D 、4D 换流结束，该谐振阶段结束。

R
图2-13 工作模式10 Fig. 2-13 State 10(9t ~10t )
从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该工作阶段，输出电流经过的是具有相对高导通电阻的寄生二极管3D 、4D ，导通损耗较大。

2.3 主功率开关管实现ZVS 开通的条件分析
通过上节对变换器工作过程的分析，可知：箝位开关管2VT 能够通过它的寄生体二极管实现ZVS 开通，而主功率管1VT 必须通过对电路进行合理设计才能实现ZVS 开通。

以下将分析主功率开关管实现ZVS 开通的条件。

(1)寄生元件的设定 主功率开关管能否实现ZVS 开通，关键取决于在它导通之前的工作阶段，即上节介绍的工作模式8，在该工作阶段的初始时刻，即7t t =时刻，()m cr in 0,V t V V ==，副边同步整流管的体二极管3D 和4D 进行换流，变压器原副边的电压都为0V ，在该阶段，谐振电感r L 和谐振电容
r C 一起处于谐振状态，谐振电容r C 将其存储的能量反馈回输入端。

为了实现主功率开关管ZVS 开通，主功率管的漏源电压两端的必须在它开通之前能够降至0V ，则需要满足条件：谐振电感r L 存储的能量必须大于谐振电容r C 存储的能量，即：
.
()()m 22r r L MAX in MAX 11
L C 22
I V ≥ (2-15)
式中：()m L MAX I 为励磁电流的最大值；()in MAX V 为输入电压的最大值。

(2)死区时间的设定 为了使主功率开关管1VT 和箝位开关管2VT 顺利实现谐振，必须在它们的驱动脉冲之间加入一定的死区时间。

V GS
t
图2-14 死区时间的设定 Fig. 2-14 The design of dead time
如图2-14所示，1t ∆是主功率管1VT 、箝位开关管2VT 驱动脉冲之间的死区时间。

为了使主功率管1VT 实现ZVS 开通，1t ∆应该取足够大。

在实际工程设计中，1t ∆最好设计在谐振周期的1/4左右。

因为这样不仅能保证谐振电容r C 上的的电压谐振到零，而且能保证在谐振电感r
L 上的电流反向的时候开通主功率管1VT ，从而确保主管1VT 实现ZVS 开通。

1t ∆≥
(2-16)
2.4 基于Pspice 的电路仿真
为了验证上一节对有源箝位正激变换器稳态运行时理论分析的正确性，采用Pspice 仿真软件，对有源箝位正激变换器进行了仿真。

仿真结果如图2-15到2-22所示。

192.0us
194.0us
196.0us
198.0us
200.0us
202.0us
191.3us
-10.0V
0V
10.0V
-15.6V
15.9V
V GS(VT1)
V GS(VT2)
1t ∆2
t ∆
图2-15 主开关管和箝位开关管的驱动信号
Fig. 2-15 The GS waveforms of main switch and clamp switch
V V
图2-16 主开关管驱动GS 及DS 波形 Fig. 2-16 The GS and DS waveforms of main switch
304.00us
306.00us
308.00us
310.00us
312.00us 314.00us 303.16us
315.23us
-200V
0V
200V
-20V -10V
0V
ZVS ZVS
V GS(VT1)
V DS(VT1)
图2-17 箝位开关管驱动GS 及DS 波形
.
Fig. 2-17 The GS and DS waveforms of clamp switch
如图2-15所示：通道一为主功率管1VT 的驱动脉冲，通道二为箝位开关管2VT 的驱动脉冲。

从图中可以看出，这两路驱动脉冲之间有一段死区时间，在这段时间内，变换器原边的寄生参数能够顺利谐振，从而保证主功率管1VT 和箝位开关管2VT 实现零电压开通和关断。

如图2-16所示：通道一为主功率管1VT 的GS 波形，通道二为主功率管
1VT 的DS 波形。

从图中可以看出，在主功率管1VT 的驱动脉冲到来之前，
DS 两端的电压已经降为零，因而主功率管1VT 实现了零电压开通；在GS 两端电压下降到零之前，DS 两端的电压一直为零电压，因而主功率管1VT 实现开关管零电压关断。

如图2-17所示：通道一为箝位开关管2VT 的GS 两端波形，通道二为箝位开关管的DS 两端波形。

从图中可以看出，在其GS 两端电压下降到零之前，DS 两端的电压一直为零电压，因而箝位开关管2VT 实现开关管零电压关断；在箝位开关管2VT 的驱动脉冲到来之前，其DS 两端的电压已经降为零，因而箝位开关管2VT 实现了零电压开通。

如图2-18所示为箝位电容两端的电压波形，因为它不可能是无穷大，因而在工作过程中存在一定的脉动。

如图2-19所示为变压器原副边的电压波形，由于副边二极管存在换流过程，所以副边绕组电压被箝位在0V
如图2-20所示为副边整流管的电流波形，在死区时间内，存在换流。

V
图2-18 箝位电容两端的电压波形
Fig. 2-18 The voltage waveform of clamp capacitance
V
图2-19 变压器原、副边电压波形
Fig. 2-19 The primary and secondary voltage waveforms of the transformer
图2-20 整流管的电流波形 Fig. 2-20 The current waveforms of rectifiers
0s
50us
100us
150us
200us
250us
300us
350us
400us
450us
500us
0V 1.0V
2.0V
3.0V
4.0V
.
.
图2-21 输出电压波形
Fig. 2-21 The output voltage waveform
284.00us286.00us288.00us290.00us292.00us294.00us296.00us298.00us 282.03us
25.00A
30.00A
23.03A
34.97A
i L
图2-22 输出滤波电感上的电流波形
Fig. 2-22 The output voltage waveform of inductance
如图2-21所示为变换器的输出电压波形，从图中可以看出当变换器达到稳态时，输出电压稳定在3.3V，且电压纹波很小。

如图2-22所示为输出滤波电感上的电流波形，从图中可以看出电流波动为4A，有效的满足的电路的要求。

从上面的仿真结果和分析可以看出，前面对有源箝位正激变换器所做的理论分析与仿真波形基本一致，因而说明了理论分析的正确性和该拓扑的可行性。

2.5 本章小结
本章主要介绍了有源箝位正激变换器的工作原理。

首先通过与传统的正激式变换器和高边箝位电路的有源箝位正激变换器做对比，选择了低边箝位电路有源箝位正激变换器作为本设计的拓扑；其次对有源箝位正激变换器的工作过程给出了详细的说明；最后对主开关管实现ZVS开通的条件进行了的分析，并且通过Pspice仿真软件对该变换器进行开环仿真，仿真结果表明了理论分析的正确性和该拓扑的可行性。