ZVZCS全桥变换器模型分析及控制系统设计

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移相全桥ZVS变换器的小信号模型设计

移相全桥ZVS变换器的小信号模型设计摘要：小信号建模分析是移相全桥ZVS变换器理论研究的重要部分，利用小信号建模分析可以将变换器系统由非线性系统近似转化为线性系统，建立符合设计要求的物理模型。

本文小信号模型基于Buck 变换器电路的开环小信号模型，利用状态空间平均法原理，搭建出峰值电流控制的闭环小信号模型。

这就需要先构分析研究Buck变换器开环小信号模型建立方法，在完成以上理论研究并搭建出闭环小信号模型基础上，为后续设计数字控制器打好基础。

关键词：状态空间平均法 BUCK变换器小信号建模一、引言性能良好的控制器是开关电源所必需的，需要建立闭环小信号模型从而完成控制器的设计。

在研究一个典型变换器系统时，当输入电压或负载发生变化时，我们常希望通过闭环反馈控制系统，来调节变换器的开关管通断时间，并且要采取相应措施来抑制输入电压、负载变化等对变换器输出参数的影响，提高系统稳定性输出精度，保持变换器系统输出电压恒定，具备较好的静态性能，并使系统的超调量、调节时间等动态性能满足设计要求。

因此，变换器作为闭环控制系统，其静态、动态性能是否满足要求，与反馈控制的设计好坏密切相关。

由于开关管、整流二极管这些非线性器件移相全桥ZVS变换器中得到了大量使用，因此移相全桥ZVS变换器是一个典型的非线性系统，较为复杂。

因此我们寻求一种高效的数学的方法，简化复杂的物理模型，从而得到一种较好理解和分析研究的数学模型，即小信号模型。

二、状态空间平均法原理分析在电路系统中，各状态变量的小信号扰动量的关系，随着系统处于某稳态工作点附近时，可以近似看做为线性特性，因此利用小信号建模分析就可以将变换器系统由非线性系统近似转化为线性系统，建立符合本文设计要求和较容易分析研究的物理模型。

[1]在简化物理模型后，电路系统中各控制量对输出电压的传递函数就可以建立起来了，之后对控制器的设计就可以利用经典控制理论来完成了。

本文采用常见且应用成熟的小信号建模方法：状态空间平均法。

一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器

一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器张恩利侯振义余侃民(空军工程大学电讯工程学院，陕西西安 710077）摘要：提出了一种新颖的零电流零电压开关（ZCZVS）PWM全桥变换器，通过增加一个辅助电路的方法实现了变换器的软开关。

与以往的ZCZVSPWM全桥变换器相比，所提出的新颖变换器具有电路结构简单、整机效率高以及电流环自适应调整等优点，这使得它特别适合高压大功率的应用场合。

详细分析了该变换器的工作原理及电路设计，并在一台功率为4kW，工作频率为80kHz的通信用开关电源装置上得到了实验验证。

关键词：全桥变换器；零电压开关；零电流开关；软开关；脉宽调制0 引言移相全桥零电压PWM软开关（PS-FB-ZVS）变换器与移相全桥零电压零电流PWM软开关（PS-FB-ZVZCS）变换器是目前国内外电源界研究的热门课题，并已得到了广泛的应用。

在中小功率的场合，功率器件一般选用MOSFET，这是因为MOSFET的开关速度快，可以提高开关频率，采用ZVS方式，就可将开关损耗减小到较为理想的程度[1]。

而在高压大功率的场合，IGBT更为合适。

但IGBT的最大的缺点是具有较大的开关损耗，尤其是由于IGBT的“拖尾电流”特性，使得它即使工作在零电压情况下，关断损耗仍然较大，要想在ZVS方式下减少关断损耗，则必须加大IGBT的并联电容。

然而由于轻载时ZVS很难实现（滞后臂的ZVS 更难实现），因此ZVS方案对于IGBT来说并不理想。

若采用常规的移相全桥软开关变换器，其优点是显而易见的，即功率开关器件电压、电流额定值小，功率变压器利用率高等，但是它们却也存在着各种各样的缺点：有的难以适用于大功率场合；有的要求很小的漏感；有的电路较为复杂且成本很高[2][3][4][5][6]。

本文提出了一种新颖的ZVZCS PWM全桥变换器，它能有效地改进以往所提出的ZVZCS PWM全桥变换器的不足。

这种变换器是在常规零电压PWM全桥变换器的次级增加了一个辅助电路，此辅助电路的优点在于没有有损元件和有源开关，且结构简单。

移相全桥ZVZC软开关DC_DC稳压电源分析与设计_吕春锋

断电容 Cb 放电，由于阻断电容 Cb 较大，其自身电压在放电过
(e)
4
(f)
5
图３换流过程模态
VDR2 流过负载电流。要实现滞后桥臂零电流，原边电流需在滞后桥臂开通前
减小到零。由开关模态 2 可知，原边电流线性减小：
V (t ) − V (t ) ?V
(1)
i (t) − I ?V (t ? t ) / L
?V (t ) ? V (t ) ? 2 C V / C ?
V ? I ?t / C ? 2 C V / C ? ?V
(5)
一般 Cr垲Cb，式(5)可以简化为：
程中近似不变，而变压器原边电流近似线性减小。
V − I ?t / 2 C
(6)
如图 3(d)所示，开关模态 3 换流过程如下：[t2-t3]期间，阻
通常所说的硬开关，在开通和关断时会产生较大的开关损耗，开关频率越高，损耗越大。软开关电源是在开关器件通断条件下，加在其电压上电压为零，即零电压开关(ZVS)，或者通过开关器件的电流为零，即零电流开关(ZCS)。软开关技术显著解决了元件开关时刻产生的损耗，可以更大幅度地提高开关频率，这种软开关的方式为缩小电源体积和提高电源效率创造了条件。移相全桥零电压零电流软开关(ZVZCS)DC-DC 变换器是在移相全桥 ZVS 的基础上发展而来的，其工作模式基本上克服了 ZVS 和 ZCS 软开关模式的固有缺陷，使全桥变换器的超前桥臂实现 ZVS，而滞后桥臂实现 ZCS，在中、大功率开关电源中具有广泛的应用。其超前桥臂的零电压实现是通过并联电容电压不能突变完成的，滞后桥臂的零电流是通过串联隔直电容和漏感谐振，从而使电流能量转移到了电容中，滞后桥臂串接的二极管阻止了关断后的反向电流，减弱了环路损耗[1]。

ZVS移相全桥变换器的原理与设计

ZVS移相全桥变换器的原理与设计摘要：介绍移相全桥ZVS变换器的原理，并用UC3875控制器研制成功3kW移相全桥零电压高频通信开关电源。

关键词：移相全桥零电流开关零电压开关准谐振The Principle and Design of Phase shifted Full bridge Zero voltage ConvertorAbstract： The paper introduces the principle of phase shifted full bridge zerovoltage switching convertor.A 3kw full bridge ZVS convertor was developed us ing UC3875 controller.Keywords: Phase shifted full bridge, ZCS, ZVS, Quasi resonance中图法分类号：TN86文献标识码：A文章编号：02192713(2000)11572031引言传统的全桥PWM变换器适用于输出低电压(例如5V)、大功率(例如1kW)的情况，以及电源电压和负载电流变化大的场合。

其特点是开关频率固定，便于控制。

为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重量，需要将开关频率提高到1MHz级水平。

为避免开关过程中的损耗随频率增加而急剧上升，在移相控制技术的基础上，利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关，这种技术称为ZVS零电压准谐振技术。

由于减少了开关过程损耗，可保证整个变换器总体效率达90％以上，我们以Unitrode公司UC3875为控制芯片研制了零电压准谐振高频开关电源样机。

本文就研制过程，研制中出现的问题及其改进进行论述。

2准谐振开关电源的组成ZVS准谐振高频开关电源是一个完整的闭环系统，它包括主电路、控制电路及CPU通讯和保护电路，如图1所示。

小电流纹波的ZVZCS全桥PWM变换器研究

Ｃ》Ｃ，３，ＵｏＣ）故出仍按照原始速率减小。该模式
结束时，和定义为ｉ ‰。ｉ。，［￣５段ｃ放电结束，极管Ｖ３通，ｔｔ阶４］３二Ｄ导
ｐｅｅｔｄｃｎｅｅｓＭａｙａｖｎａｅｎｌｄｎｉｌｉｕｔｈｇｆｃｅｃｌｗｃｓ，ｏｕｅｔｒｐｅａｄｔｉｇｒｓｎｅｏｖｒｒ．ｎｄａｔｇｓｉｃｕｉｇｓｍｐｅｃｒｉ，ｉｈｅｉｉｎｙ，ｏｏｔｌｗｃｒｎｐｌｎａｎｔｃｉｋ
第４６巷第１期
电力电于技木
ＶＯ１斗ｏ．．
Ｏ．１
２１０２年１月
ＰｗｅｌｃｒｎｃｏｒＥｅｔｏｉｓ
Ｊｎａｙ２１ａｕｒ０２
小电流纹波的ＺＺＳＶＣ全桥ＰＷＭ变换器研究
徐建军，王建任，马文龙，韩晓菲
别为初、级绕组自感。若满足ｎｋ，级漏感将次＝次降为零。级电感中存在零电流纹波，通过改变初可ｎ，小纹波。献［］ｋ的变化是连续的，改ｋ减文２中而
ｆ（＝，ｉｔ＝ｌｉ）ｃ）ｎ－（（ｏｐ）
ＣｏｖｒｅｔｗｔｕｒｅｔＲｉｐｅｎｅｔｒｗｉｌＬｏＯｕｐｔＣｕｒｎｐｌｌ
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倍流整流方式ZVS_PWM全桥变换器的控制系统设计汇总

倍流整流方式ZVS PWM全桥变换器的控制系统设计 [出处/作者]：孙强，郑湘渝，余娟倍流整流方式ZVS PWM全桥变换器的控制系统设计孙强，郑湘渝，余娟（西安理工大学自动化与信息工程学院西安 710048）摘要：采用了一种将峰值电流控制模式与移相软开关技术相结合的移相控制全桥(FBZVS-PWM变换器.阐述了峰值电流控制的各项特点,给出了实际斜坡补偿电路及设计方法.仿真结果验证了该方案的可行性。

关键词：峰值电流控制；斜坡补偿；UCC3895 中图分类号：文献标标码： Control System Design of Current-Doubler-Rectifier ZVS PWM FB Converter SUN Qiang，ZHENG Xiang-yu，YU Juan （College of Automation and Information Engineering, Xi’an University of Technology, Xi’an 710048，China）Abstract： phase-shifted soft-switching technology and peak current control technology are combined in the research of full bridge phase-shifted ZVS PWM DC-DC converters, and characteristics of peak current control are expatiated. The practical circuit and design method of slop compensation are also given. Finally, simulation results validate the design. Keywords: Peak current control；Slop compensation； UCC3895 0 引言对应于移相控制全桥(FBZVS-PWM变换器这种主电路拓扑,本文采用Unitrode公司UCC3895芯片实施峰值电流的移相控制.由于存在占空比D>50%,电源不能稳定工作,限制了峰值电流控制方式的应用,必须加以斜坡补偿改善. 1 主电路拓扑全桥变换器广泛应用于中大功率的直流变换场合,移相控制零电压开关全桥变换器利用变压器的漏感和开关管的结电容实现开关管的ZVS, 倍流整流方式(Current Doubler Rectifier, CDRZVS全桥变换器利用两个输出滤波电感的能量可以在很宽的负载范围内实现开关管的ZVS, 而且使其输出整流管自然换流,从而避免了反向恢复引起的电压振荡和电压尖峰.变换器采用移相控制方式,Q1和Q3组成超前桥臂,Q2和Q4组成滞后桥臂。

75kW移相全桥ZVS DC-DC变换器的设计共3篇

75kW移相全桥ZVS DC-DC变换器的设计共3篇75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的设计175kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的设计随着电能的需求不断增加，直流（DC）与交流（AC）能量的转换变得越来越重要。

近年来，随着电力电子技术的发展和高性能的半导体器件的不断进步，DC/DC变换器在工业和消费电子领域的应用越来越广泛。

75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器是一种高性能变换器，能够实现高效率、高功率转换。

移相全桥ZVS DC/DC变换器的结构包括移相控制器、输人电感、输出电容、全桥开关和ZVS电路等。

其中，移相控制器的作用是控制全桥开关的相位移动，从而实现零电压开关（ZVS）控制，减少开关过程中的损耗和电磁干扰。

输人电感和输出电容则是负责滤波，保证输出电压的稳定性。

全桥开关通过不同配合的通断实现正负输出电流控制。

ZVS电路通过滤波和电容，实现电路的诸多物理参数计算协调，并通过工艺合理设计，降低待机功耗和回路波动影响。

在设计75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器时，需要考虑诸多因素。

首先，应该确定输入电压和输出电压的范围，设计输人电感和输出电容的尺寸。

其次，需要确定最大输出功率、输出电源电流和开关频率，保证全桥开关的可靠性和ZVS电路的稳定性。

还需考虑系统的可扩展性和环境因素，以充分考虑变换器在工业应用和肆意使用中的优越性。

在开发过程中，需要充分利用仿真和实验测试，调整参数和设计方案，为最优的变换器性能和稳定性进行优化和调整。

因此，设计和发布75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器需要对额定值、特殊应用等项指标有充分的认识、调试和经验，并充分考虑到指示等级、节约能源等重要性，超出标准数值要求的评定指数，以实现最优化控制。

总之，75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器是一种高效、高功率、高稳定性的电能转换装置，能够在工业和消费电子领域得到广泛应用。

设计和发布此类设备需要充分考虑应用环境、指标要求和设计方案，充分利用仿真和实验测试，以实现最优化控制、最低化能量损耗和实时可调参数，为应用和发展带来更多的便利和效益综上所述，75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器是一种具有巨大潜力和广泛应用前景的电能转换装置。

分析全桥ZVS-PWM变换器的分析与设计

上世纪60年代开始起步的DC/DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。

后然经过发展，越来越多在各个领域当中应用。

但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。

本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC/DC变换器。

1 电路原理和各工作模态分析1.1 电路原理图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。

Vin为输入直流电压。

Si(i=1.2.3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。

为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。

S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。

Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。

图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：(1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间;(2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数;(3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻;(4)滤波电感足够大。

1.2 各工作模态分析(1)原边电流正半周功率输出过程。

在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。

电容C2和C3被输入电源充电。

变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。

在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。

(2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。

加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。

电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0.7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。

ZVS移相全桥变换器的优化设计与仿真

ZVS移相全桥变换器的优化设计与仿真于仲安;葛庭宇;何俊杰【摘要】针对传统的零电压(ZVS)、零电压零电流(ZVZCS)移相全桥变换器的各种缺陷以及实际参数选取困难的问题,采用一种改进型零电压移相全桥软开关变换器,即在原边钳位两个超快恢复二极管与一隔直电容来降低副边电路的寄生震荡以防止变压器进入磁饱和,为进一步提高变换器的效率,副边采用全波整流.对所设计的电路进行细致的原理分析,给出若干关键值的优化计算过程,并以UC3875作为控制芯片,通过saber仿真验证理论分析的合理性,结果表明电路在实现软开关的同时也抑制了副边整流器件的电压应力,证明了所提优化方案的可靠性.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2019(042)013【总页数】4页(P161-164)【关键词】软开关变换器;移相全桥变换器;零电压开关;电压应力;全波整流;优化计算【作者】于仲安;葛庭宇;何俊杰【作者单位】江西理工大学电气工程与自动化学院,江西赣州 341000;江西理工大学电气工程与自动化学院,江西赣州 341000;江西理工大学电气工程与自动化学院,江西赣州 341000【正文语种】中文【中图分类】TN710-34;TM7430 引言移相全桥软开关变换器因其效率高、发展比较成熟、控制相对简单以及高频化和轻量化，常应用于中大功率场合[1-3]。

目前软开关技术的实现主要有两种方法：一是ZVZCS，即超前臂实现零电压开通与滞后臂实现零电流关断；二是ZVS，即四个开关管均实现零电压开通。

实现ZVZCS 的关键在于变压器原边电流的复位，最初采用在原边串联一隔直电容与饱和电感，利用隔直电容提供复位电压，这使得滞后臂电压应力变大，而饱和电感则将原边电流钳位在零，但由于其损耗较大而仅限于中小功率场合[4]。

通过给滞后臂开关管串联二极管来阻止原边电流反向，但却无法避免导通损耗[5]。

当前应用的ZVS 技术普遍存在磁通不平衡、效率低下、占空比丢失严重等缺点[6-8]。

具有ZVS的DCDC升压变换器分析与设计毕业设计

具有ZVS的DCDC升压变换器分析与设计毕业设计摘要随着当今社会主要能源的日益枯竭，太阳能光伏发电越来越受到重视。

其良好的优越性对于经济生态环境和社会稳定发展有着重要意义。

随着电力电子技术高频化的发展趋势，升压DC-DC变换器在两极式光伏发电系统中的应用得到了不断的发展和完善。

对比几种基本的升压变换器发现，正激升压变换器更为可靠。

同时针对传统的正激变换器的典型缺陷，对其进行了拓扑改进，加入“交错并联”和LCD 缓冲网络两种特殊结构，并运用新型移相控制技术，提出了具有缓冲电路的ZVS 交错并联双管正激升压变换器。

本文首先对其结构中的LCD无损缓冲网络、新型移相控制技术进行分析，详细研究了十二个理论工作模态，然后设计了以TMS320F2812为控制中心的硬件实验样机平台，完成了主电路参数设计、器件选型、外围电路分析与设计。

最后通过PSpice软件仿真和实验样机硬件调试双重验证了文中改进型升压变换器理论分析的正确性，也证明了具有缓冲电路的ZVS交错并联双管正激升压变换器的可行性与可靠性。

关键词：光伏发电；升压变换器；零电压；LCD缓冲网络；移相控制AbstractIn today's society, solar photovoltaic power generation is receiving more and more attention as the major energy is exhausting. Its advantages make significant contribution to ecological environment and social stability. With high frequency trend of the development of power electronics technology, bipolar boost DC-DC converter in the photovoltaic power generation system has constantly development and improvement.Compared with several basic boost converter, forward boost converter is more reliable. Simultaneously, for the typical defects of the traditional boost converter, its topology is improved. Two special structures of “staggered parallel” and LCD snubber network are added and new phase-shifting control technology is applied. Therefore, a staggered-parallel dual switch of boost converter with snubber circuit for ZVS is put forward.First this article analyzed the structure of LCD lossless snubber network and new phase-shifting technology. And twelve theoretical operating modals is studied in detail. Then it designed a prototype hardware platform based on TMS320F2812. Parameter design of main circuit, components selection, and peripheral circuit’s analysis and design is accomplished. Finally, Pspice simulation and experiment prototype hardware debugging double verified the correctness of the theoretical analysis of the modified boost converter. The feasibility and reliability of the staggered-parallel dual switch of boost converter with snubber circuit for ZVS are proved.Keywords: photovoltaic power generation, zero-voltage-switch, LCD snubber network, phase-shifting, boost converter目录摘要 (I)Abstract (II)第1章绪论 (1)1.1课题来源及研究的目的和意义 (1)1.2双管正激变换器国内外研究现状 (3)1.3主要研究内容与方案 (5)1.3.1改进型交错并联双管正激升压变换器主拓扑结构的确定51.3.2具有ZVS升压变换器主电路PSpice仿真验证 (6)1.3.3具有ZVS升压变换器总体结构设计 (6)1.3.4制作实验样机并完成相关功能验证 (7)第2章具有ZVS升压变换器工作原理 (8)2.1主拓扑结构的确定 (8)2.2工作模态分析 (9)2.3本章小结 (22)第3章具有ZVS升压变换器硬件电路的设计 (23)3.1实验样机整体系统设计 (23)3.2辅助电路的设计 (23)3.2.1驱动电路的设计 (23)3.2.2保护电路的设计 (24)3.2.3保护执行回路设计 (25)3.3主电路的设计 (26)3.3.1高频变压器的设计 (26)3.3.2功率开关管及二极管的选择 (28)3.3.3其它元件的选取 (29)3.4控制电路设计 (29)3.5闭环控制设计 (29)3.6本章小结 (30)第4章软件仿真与参数校正 (32)4.1驱动信号模拟 (32)4.2主电路参数选定 (32)4.2.1变压器变比设定 (32)4.2.2功率开关管及二极管参数设定 (32)4.3主电路仿真 (32)4.3.1额定负载下的仿真波形 (33)4.3.2 ZVS的在变换器中的实现 (38)4.4本章小结 (39)第5章硬件制作与调试 (40)5.1实验样机的搭建 (40)5.2 实验波形分析 (41)5.3软开关的实现 (42)5.4变换器性能指标测试 (42)5.4.1电压调整率测试 (42)5.4.2输出电压纹波测试 (42)5.4.3负载调整率测试 (43)5.4.4效率测试 (43)5.5本章小结 (44)结论 (45)参考文献 (47)致谢 (49)哈尔滨工业大学本科毕业设计(论文)第1章绪论1.1课题来源及研究的目的和意义随着人类社会中煤、石油、天然气等主要能源的急剧消耗，人们越来越重视太阳能、风能等绿色能源的开发和利用。

48V_30A移相全桥ZVS DC_DC 变换器的设计

17.1uH10470uFQ3FQA10N80CQ4 Q1Q2FQA10N80CDSEl2x61-06C330-400V53.7m HDSEl2x61-06CFQA10N80CFQA10N80C控制及驱动电路原理图：PC817VIN RAMP CLK SOFTS FREQSET DSET A-B DSET C-DUC3875VREF CS+VCOUTCOUTBOUTA OUTDCOMPEA- EA+SLOPEPGNDGNDC205C206RT U outCS+R206R202R203R205RsR204R201C201C203C204RTD1RTD2C202CR Css CTD1CTD2CT VINT1T2RgRg Rg RgD202D207D204D208D201D205D206D203VCVCG G S G GS电路各参数计算：一：高频变压器设计：（1）.选择铁氧体材料的磁芯，设η=90%，其工作磁场强度取B m =0.12T ，电流密度取J =350 cm A 2/，k=0.4。

视在功率P T （全波结构时）: )21(0+=ηP P T 。

kJ B f P APST 0m 4410⨯=代人参数得：AP =5.4 cm 4考虑到磁芯的温升及工作频率，取EE 型磁芯65x32x27(mm)，则AP=30.7625（cm 4），Ae=535（mm 2），Aw=575（mm 2）。

具体参数如下表：（2）.为了防止共同导通，取占空比D max =O.4，初级绕组匝数： N 1== A B f DU e S ∆mmax 1=AB f D U eS mmax 12其中：B ∆m 为磁通密度增量，B m 为工作磁通密度，B ∆m 应取一、三象限磁通密度的总增量，故BB 2m m=∆ ；A e 为磁芯有效面积(m2)；fS为功率开关的工作频率(Hz)。

带入参数得：N 1=12.8 故取N 1=13匝。

那么初级绕组最大电流：ηUPI minin 0pmax ==4.85（A ）初级绕组裸线面积:JI A xp pmax==1.39 （cm ）（3）.次级绕组匝数：AB f U N eSS m24==2.3 故取N S =3匝。

FB-ZVZCS-PWM变换器的研究

当变换器桥臂斜对角线上两只igbt同时导通时输出能量传送到输出端与此同时原边阻断电容cb被电源边电流ip充电其上的电压vcb从一个方向向另一个方向线性变化饱和电感处于饱和状态在超前臂开关管状态转换过程完成后原边处于续流阶段时阻断电容上的电压近似保持恒定其极性与原边电流一致恰好成为一个反向阻断电压源使得原边电流迅速下降到零
< 电气开关> ( 2007. NO. 2)
变压器副边得到占空比 D 可调的正负半周对称交流方波电压从而达到调节相应输出电压的目的O 如果 0 1 和 0 2 的驱动信号分别领先于 0 3 和 0 4 则可定义 0 1~ 0 2 组成的桥臂为超前臂而 0 3~ 0 4 组成的桥臂为滞后臂O 并在 IC 控制端对同一桥臂的两个( 0 1 与 0 2 或 0 3 与 0 4) 开关管的相驱动电压设置不同的死区时间利用开关管的结电容和高频变压器的漏感作为谐振元件使全桥变换器的四个功率开关管依次在零电压下导通在电容作用下零电压关断错开功率器件大电流与高电压同时出现的硬开关状态抑制感性关断电压尖峰和容性开通时的管温过高减小了开关损耗与干扰O 但要做到以上这些必须设计满足要求的软开关 PWM 电路拓扑同时还要合适的控制与其相配合O 2. 2 PS-FB-ZVS-PWM 变换器的缺点分析
[1 ] S. ~amada, M. Michihira, and M. N akaoka, Using a tapped inductor for reducing conduction
losses in a sof t switching PWM. DC/ D Cconverter ' , inProc. EPE, 1993, pp. 130-134. [ 2 ] ~ang - Seck Choi, Jung - Won Kim Bo and ~yung Cho, N ovel Zero - Voltage and Zero -

ZVS-PWM开关电源补偿网络最优设计

DC—DC全桥移相式ZVS—PWM开关电源补偿网络的最优设计一、主电路及电压、电流波形DC-DC全桥移相式ZVS—PWM变换器(以下简称FB ZVS—PWM开关变换器)的主电路原理图如图1。

图1 FB ZVS—PWM开关变换器电路图其中变压器原边电压和电流分别用Vp及ip表示，副边电压用Vs表示．变压器原副边绕组匝数比为Np／Ns＝1／n。

Vs为输入电压，V o为输出电压，L1k为变压器原边绕组漏电感，图中未画出四个开关晶体管Sl、S2、S3及S4的输出电容。

L f及C f分别为输出滤波器电感及电容。

A及B两点为逆变桥的输出端。

图2给出该电路一周期内电压及电流波形团。

原边电流变化如表1。

表1半周期内原边电流变化图2 FB ZVS—PWM开关变换器理论分析波形图△I＝I p—I1当能量由原边传送到副边时，副边电压V s’＝n V s。

由于变压器有漏感，使原边电流上升或下降一定斜率，例如t2—t4，斜率为V s/ L1k; t4—t5，斜率为(V s—V o’/ L f’, L f’及V o’分别为折合到原边的L f及V o值。

原边占空比D＝2 (t5—t2)／T，副边占空比或称有效占空比D eff＝2(t5—t4)／T，T＝2(t5—t1)。

可见由于变压器有漏感，使有效占空比D eff小于原边占空比D。

二、FB ZVS—PWM变换器小信号模型为了建立全桥FB ZVS—PWM变换器的最优控制模型，即补偿网络最优设计模型，首先应建立这类变换器的小信号等效电路模型，并推导主电路的传递函数。

已知buck型PWM变换器的连续导通模式(CCM)下小信号等效电路模型如图3。

图中忽略了电感及电容的寄生电阻。

图3 buck型PWM变换器的小信号等效电路模型FB ZVS—PWM型开关电源是由buck型PWM开关电源衍生而来的。

从工作原理分析可知，由于L1k较大，从Sl，S2(或S3，S4)导通到副边电压升到Vs需要一段时间(如图2)因此有效占空比D eff的出现是该电路的一个特殊现象。

移相全桥ZVZCSDCDC变换器综述.

移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。

关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。

ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。

图1 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。

即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。

原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件；图2 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。

图3 2 电路拓扑根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构，以供大家参考。

图4 1）NhoE.C. 电路如图1所示[1]。

该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。

这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。

变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。

9种移相全桥ZVZCSDCDC变换器

摘要:概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器,简要介绍了各种电路拓扑的工作原理,并对比了优缺点,以供大家参考.关键词:移相控制;零电压零电流开关;全桥变换器1概述所谓ZVZCS,就是超前桥臂实现零电压导通和关断,滞后桥臂实现零电流导通和关断.ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷,即可以大幅度降低电路内部的循环能量,提高变换效率,减小副边占空比丢失,提高最大占空比,而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响.滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的.即当原边电流减小到零后,不允许其继续反方向增长.原边电流复位目前主要有以下几种方法:1)利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿,使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中,为滞后桥臂提供零电流开关的条件;2)在变压器原边使用隔直电容和饱和电感,在原边电压过零期间,将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源,使原边电流复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件;3)在变压器副边整流器输出端并联电容,在原边电压过零期间,将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源,使原边电流迅速复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件.2电路拓扑根据原边电流复位方式的不同,下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构,以供大家参考.1)NhoE.C.电路如图1所示[1].该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器,它的驱动信号采用有限双极性控制,从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关.这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择,L1k太小,在负载电流很小时,超前桥臂不能实现零电压开关;L1k太大,又限制了iL1k的变化速度,从而限制了变换器开关频率的提高.变换器给负载供电方式是电流源形式,电感L1k电流交流变化,输入电流脉动很大,要求滤波电容很大.该电路可以工作在电流临界连续状态,但必须采用频率控制,不利于滤波器的优化设计.2)ChenK.电路如图2所示[2][3].该电路超前桥臂并联有串联的电感和电容.电感L1和L2很小,不影响开关管的ZVS,但有两个好处:一是限制振荡的电流峰值;二是在负载很小,开关管不能实现ZVS时,限制开关管的开通电流尖峰.该拓扑结构利用IGBT的反向击穿特性,解决了滞后桥臂IGBT关断时的电流拖尾问题,可以提高IGBT的开关频率,而且在负载很小时也能实现零电流开关.但是,这个电路也付出了代价,漏感L1k中的能量反向时漏感L1k中的能量全部消耗在反向击穿的IGBT中.3)原边加隔直电容和饱和电感的FB-ZVZCS-PWM变换器如图3[4]所示.它在基本的移相全桥变换器的基础上增加了一个饱和电感Ls,并在主电路上增加了一个阻挡电容Cb,阻挡电容Cb与饱和电感Ls适当配合,能使滞后桥臂上的主开关管实现零电流开关.在原边电压过零阶段,饱和电感工作在线性状态,阻止原边电流ip反向流动,在原边电压为Vin或-Vin时,它工作在饱和状态.尽管它有许多明显的优势,但也有不足之处,如最大占空比范围仍受到很多限制,特别是饱和电感上有很大的损耗,饱和电感磁芯的散热问题是一个必须解决的问题.4)副边采用有源箝位开关的FB-ZVZCS-PWM变换器如图4所示[5].这种电路没有使用耗能元件,在副边增加有源箝位开关S,并通过对有源箝位开关的适当控制,为滞后桥臂创造零电流开关条件.超前桥臂在零电压导通与关断的过程中,输出滤波电感Lf参与了谐振过程,而输出滤波电感通常具有很大的值,超前桥臂开关管可以在很大的负载范围内满足零电压开关条件,开关管的导通与关断的死区时间间隔受原边电压最大占空比的限制.在此种拓扑结构中,可能会出现副边整流输出电压的占空比大于原边电压最大占空比的现象,这种现象称为“占空比增大效应”(dutycycleboosteffect)这种现象是由箝位电容Cc和箝位开关的作用造成的.此电路的主要缺点是控制上稍微复杂一些,以及有源箝位开关采用的是硬开关,但是,有源箝位开关在一个开关周期中仅工作很短一段时间,对变换器整体效率影响很小.5)利用变压器辅助绕组的FB-ZVZCS-PWM变换器电路拓扑如图5所示[6].该电路通过在副边增加一个变压器辅助绕组和一个简单的辅助线路,无须增加耗能元件或有源开关来取得滞后桥臂ZCS.其副边整流电压可由箝位电容箝位,一般可将其限制在120%额定值内,该方案可在大功率场合应用.该电路拓扑的优点是负载范围宽,占空比损失小,器件的电压应力、电流应力小,成本低.但是它也有缺点,即副边结构复杂,设计时有些困难.6)副边带能量恢复缓冲电路的FB-VZCS-PWM变换器如图6所示[7].它的副边增加了由3个快恢复二极管和2个小电容构成的能量恢复缓冲电路,此电路在能量传递初始期间,电容Cs1和Cs2与漏感谐振,电容上的电压达到2nVin,超前桥臂开关管一关断,电容上电压就折合到原边,在漏感上产生一反压,使得原边电流下降.而且,通过能量恢复电路的低阻抗路径使副边整流二极管实现了ZVS.该结构稍微复杂些,最大缺点是,由于电容Cs1和Cs2与漏感谐振,使得副边整流电压几乎是正常电压nVin的2倍,增加了整流管的电压应力,并且由于存在大量环流,也增加了导通损耗.7)使用改进的能量恢复缓冲电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图7所示[8].它运用改进的能量恢复缓冲电路来减小循环电流和副边瞬间超压.除了增加二极管Ds4外,其工作原理和线路与6)相同.8)滞后桥臂中串入二极管的FB-ZVZCS-PWM变换器如图8所示[9].它利用串联二极管阻断电容电压可能引起的原边电流的反向流动.可以在任意负载和输入电压变化范围内实现滞后桥臂的零电流开关.9)副边利用简单辅助电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图9所示[10].此电路副边由一个简单辅助电路构成:包括一个小电容和两个小二极管,结构简单,整流电压不恒定,取决于占空比.该方案不含饱和电感,辅助开关,不产生大的环流,没有额外的箝位电路,这是因为,副边整流电压被箝位于箝位电容电压与输出电压之和.所用的元器件均在低电压,低电流下工作,还有负载范围宽,占空比损失小等优点,从而使此变换器具有高效率,低成本,解决了目前常见变换器的许多问题.在高功率场合很有发展前途.3结语综上所述可知,图2和图3电路使用耗能元件来复位原边电流,降低了总效率并阻碍功率超过5kW;图4电路通过副边增加有源箝位开关来复位原边电流,价格较贵并且控制复杂,有源箝位开关采用的是硬开关,开关频率是原边的两倍,开关损耗大;图5电路所有有源和无源元器件都工作在最小电流应力和电压应力下,有较宽的ZVZCS范围,较小的占空比损耗,不存在严重的寄生环流,功率超过5kW,但是辅助电路复杂;图6电路中电容Cs1和Cs2与漏感谐振引起大的循环能量,降低了总效率并使得副边整流电压几乎是正常电压nVs的二倍,增加了副边整流管的电流应力,变压器和开关的导通损耗也增加了;图7电路是对图6电路的改进,它减小了副边瞬间超压和环流,也能使开关损耗传到负载;通过比较图6和图7缓冲电路中Cs放电时间和漏感L1k 复位时间,可以看出吸收电容复位变压器漏感能量的能力和容量,后者比前者加倍,因而使用图7电路能扩展到重载范围.图9电路简化了前几种ZVZCS方案,仅仅增加由一个小电容和两个小二极管组成的简单辅助电路,无须增加耗能元件和有源开关实现ZVZCS,不仅为原边开关提供ZVZCS条件,而且箝位副边整流二极管,效率高而且价格便宜.。

基于数字控制的移相全桥ZVS-PWM变换器的设计

基于数字控制的移相全桥ZVS-PWM变换器的设计 [ 2008-04-26 00:42:26]字体大小：摘要：介绍了一种采用辅助谐振网络的移相全桥ZVS-PWM 变换器，简述其工作原理。

使用TMS320LF24 07A 作为主控芯片，实现了数字移相控制及全桥变换零电压软开关。

试制了一台8kW/20kHz的样机，给出了实验波形及结论。

关键词：数字控制；辅助谐振网络；移相；零电压开关Abstract:The operating principle of a PS FB (phase-shifted full-bridge) ZVS-PWM converter with au xiliary resonant network are introduced. A digital control system using TMS320LF2407A as the mai n control chip was designed to achieve digital PS control algorithm, as well as ZVS for IGBT. An 8kW/20kHz prototype was designed. The experimental waveforms and conclusions are provided.0 引言在DC/DC 变换器中，针对移相全桥软开关PWM变换器的研究十分活跃，它是直流电源实现高频化的理想拓扑之一，尤其是在中、大功率的应用场合[1]。

实现全桥变换器的移相PWM控制的方法很多，传统的控制方法是通过专用的集成控制芯片（UC3879、UC3895）来调节其两桥臂间导通的相位差，以实现其PWM 模拟控制。

但是，近年来随着数字信号处理技术日趋完善成熟，各种微控制器性能价格比的不断提高，采用DSP 或CPLD数字控制已经成为大中功率开关电源的发展趋势[2]。

相对于模拟控制，数字控制可以完成复杂的控制算法，不存在温漂，避免模拟信号的畸变失真，减小杂散信号的干扰，实现通讯和网络控制的功能，使控制系统具有更高的稳定性和更强的灵活性。

移相ZVS-PWM全桥变换器综述

移相ZVS-PWM全桥变换器综述移相ZVS-PWM全桥变换器概述摘要:移相ZVS-PWM DC/DC全桥变换器巧妙利用变压器漏感和开关管的结电容来完成谐振过程，使开关管实现零电压开关(ZVS)，从而减少了开关损耗。

重点简述了该类变换器的基本原理，介绍了几种常见的拓扑，并简要地分析了它们的优缺点，最后指出了其发展方向。

关键词:移相全桥变换器零电压开关（ZVS）Overview of Phase Shift ZVS-PWM Full Bridge ConverterAbstract:Phase shift PWM DC/DC full bridge converter completing resonance procedure through leakage inductance of the transformer and junction capacitor of switch. It can make the switch achieve ZVS, decreasing the switching loss and interference .This paper describes the basi c principle of the converter, introduce several common topology, some common topologies as well as their advantages and drawbacks are discussed and analyzed. Finally it points out the development direction of the Converter.Key words:phrase shift，full bridge converter，ZVS引言全桥变换器广泛应用于中大功率的直流变换场合，近些年来，其软开关技术吸引了国内外学者的广泛关注，出现了很多控制策略和电路拓扑，其中移相控制是目前研究较多的控制方式，而以移相全桥零电压开关变换器(FB-ZVS-PWM)应用更为广泛。

有限双极性控制ZVZCSPWM全桥变换器

有限双极性控制ZVZCSPWM全桥变换器
摘要：研究了一种有限双极性控制ZVZCSPWM全桥变换器,分析了电路原理,给出了一个应用实例。

关键词：有限双极性控制；零电压零电流开关；全桥变换器
1 引言
全桥移相ZVS变换器近年来得到广泛注意。

然而，这种控制方法有几个明
显的缺点：
1）由于存在环流，开关管的导通损耗大，轻载下效率较低,特别是在占空比
较小时，损耗更严重；
2）输出整流二极管存在寄生振荡；
3）为了实现滞后桥臂的ZVS，必须在电路中串联电感，这就减小了有效占
空比，增大了原边电流定额。

为了解决这些问题，人们对全桥移相ZVZCS变换器进行了大量研究。

其主
要思路是超前桥臂实现ZVS，滞后桥臂实现ZCS。

这样在很大程度上解决了原
先全桥移相ZVS变换器存在的一些问题。

如环流在很大程度上减小乃至消除了；由于不需要外加电感，有效占空比减小等问题随之就不存在了。

实现滞后桥臂
的ZCS，总的来讲，可以分成有源和无源两种方法。

采用副边有源钳位的ZVZCS方法[1]增加了成本，并由于需要复杂的隔离驱动而降低了可靠性。

无
源的方法又有副边无源钳位[2]和原边无源钳位[3][4]，也可以原副边的无源钳
位同时加上，这样效果更好。

但移相控制本身还有一个难以克服的缺点，即死区时间不好调整。

当负载
较重时，由于环流大，超前桥臂功率管上并联的电容放电较快，因此实现零电。