一种小功率单级功率因数校正电路

一种小功率单级功率因数校正电路

摘要：讨论一种单级功率因数校正电路的原理，并分析其实验结果。

1引言

对于较小功率的变换器，若采用复杂的功率因数校正电路来提高源侧功率因数，会导致成本增加，失去应用价值。本文所讨论的电路为采用升压电感和双正激电路组合的方式，完成功率因数校正和功率输出。

2电路原理

电路原理图如图1所示。图中L1，VD2，VD3，开关管S1和储能电容C1组成了一个工作于DCM(电流断续工作方式)的升压（BOOST）变换器。

图1电路原理图

该电路采用一块UC3845作为控制芯片，反馈信号来自输出端。UC3845的驱动信号经过一个小变压器，变为两路同相位的驱动信号，分别驱动两只开关管S1和S2。由于没有电流取样，电路只能工作于DCM方式，否则电路中电流会失控。该电路首先要保证输出稳压，故占空比变化不大，电流波形如图2所示。

图2电流断续控制模式（DCM）

在DCM方式下，每一开关周期T内，输入电流的峰值ip为：

ip=Uin×D×T/L1(1)

式中:D—占空比T—开关周期

Uin—输入电压L1—输入电感

在每一开关周期T内平均输入电流iave为：

iave=ipD=UinD2T/L1（2）

由于开关频率足够高，可以认为在一个开关周期内Uin是不变的。当占空比和开关频率不变时，输入电流的平均值正比于输入电压，它可以自动"跟踪"输入电压呈正弦波形，从而起到功率因数校正的作用。

在DCM方式下，应满足：

Uin×ton≤(Uc－Uin)×toff（3）

式中:Uin—输入电压；ton—导通时间；

Uc—电容C1电压；toff—关断时间。

当上式取等号时，有最大占空比

Dmax=ton/(ton＋toff)=(Uc－Uin)/Uc（4）

电容电压Uc受电容器耐压值及成本的限制，不能取得太高，这里取430V。根据国内电网的情况，当输入电压有效值为260V时，占空比Dmax=(430－260×1.414)/430=14.5％。可见，这时的占空比很小，这会加大主电路开关管的损耗，同时要求储能元件的容量很大，元器件利用率低，整体效率低。

为了提高占空比，从变压器引出一个绕组N2，按图1所示的极性串于电路中。此时，由公式(Uin＋UN2)×ton≤(Uc－Uin＋UN2)×toff可推出最大占空比

Dmax=(Uc－Uin＋UN2)/(Uc＋2UN2)(5)

取UN2=70V，则当输入电压为260V有效值时，占空比

Dmax=(430－260×1.414＋70)/(430＋2×70)

=23.2％(6)

若取UN2=100V，则当输入电压为260V有效值时，占空比

Dmax=(430－260×1.414＋100)/(430＋2×100)

=25.8％（7）

可见，占空比提高了许多，这对于改善电路性能很有好处。

另外，绕组N2的加入，可使当输入电压Uin较小时，相对增大输入电流i，由于整个电流平均值iave不变，故电流的峰值必然下降，从而使电流波形更接近正弦波，有助于提高功率因数。

3工作状态分析

为了分析方便，将变换器在一个工作周期内的工作情况分为三个阶段，如图3所示。

图3工作周期示意图

（1）阶段I开关管S1、S2，二极管VD2导通，输入电压Uin对电感L1充电，充电电流为i=(Uin＋UN2)×ton/L1。同时，电容C1通过S2、N0和S1向负载传输能量。

（2）阶段Ⅱ开关管S1和S2关断，VD2承受反压而截止。电感中电流经过VD3向电容C1充电，直到电感中电流变为零。同时，变压器N0产生反电动势，通过VD4、C1和VD5进行磁复位，把一部分能量转移到电容中。另外，变压器也有一部分磁能通过绕组N3、VD8释放到输出端，这有助于扩大输出电压的稳定范围。

（3）阶段Ⅲ电感中电流为0，感应电压也为0，VD3承受反向电压而截止。

4实验结果

利用上述原理，做了一个小功率电源。

技术要求如下：

输入电压AC220V输入频率50Hz

输出电压DC48V输出电流4A