高级通信原理第7章
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《通信原理》课件2第7章
第7章 差错控制编码
图7.2.3(c)所示是选择重发的检错重发工作过程。 在这种 系统中， 发送端连续不断地发送码组， 接收端检测到错误 后发回NAK信号， 但是发送端不是重发前N个码组， 而是只 重发有错误的那一组。
图中显示发送端只重发接收端检出有错的码组2， 对其 他码组不再重发。 接收端对已认可的码组， 从缓冲存储器 读出并对其重新排序， 以恢复出正常的码组序列。 显然， 选择重发系统的传输效率最高， 但价格也最贵， 因为它要 求较为复杂的控制， 在收、 发两端都要求有数据缓存器。
第7章 差错控制编码
7.1 差错控制编码的基本原理 7.2 差错控制方式 7.3 差错控制编码的分类 7.4 差错控制码 7.5 线性分组码 7.6 卷积码 7.7 信道编码在LTE中的应用 本章小结 习题 实训10 汉明码验证实验
第7章 差错控制编码
7.1 差错控制编码的基本原理
在信道中传输数字信号时， 由于实际信道的传输特性不 尽理想以及无处不在的加性噪声干扰， 在接收端将产生误码。 那么， 如何降低误码率， 提高通信的可靠性呢？首先，应 根据信道特性， 合理设计基带信号， 选择合适的调制、 解 调方式及发射功率， 其次还需采用均衡技术， 消除或减少 码间串扰。 但在很多情况下， 仅采用这几项措施是不够的， 必须通过信道编码， 即差错控制编码， 使系统的传输质量 提高1～2个数量级。 与制造高质量的设备相比， 这种方法 花费少而且效果好。
图7.2.3(a)描述了停发等候重发系统的工作过程。 发送 端在TW时间内发送码组1给接收端， 然后停止一段大于应答 信号和线路延时的时间。 发送端收到ACK(应答)信号后再控 制发送码组2。 接收端检测出码组2有错(图中用*号表示)时， 由反向信道发回一个码组2， 直到接收到正确的码组为止。 这是一种半双工工作方式， 原理简单， 但效率较低。
通信原理(樊昌信)第7章 数字调制
谱零点带宽：
§7.2 二进制数字调制系统 抗噪声性能
概述
性能指标：系统的误码率 Pe 分析方法：借用数字基带系统的方法和结论 分析条件：恒参信道（传输系数取为 K ） 信道噪声是加性高斯白噪声
背景知识： 窄带噪声 正弦波+窄带噪声
§7.2.1 2ASK系统的抗噪声性能
2ASK---相干解调
基带信号
反相器 振荡器2
f2
s (t )
相加器
e2FSK (t )
选通开关
特点：转换速度快、电路简单、 产生的波形好、频率稳定度高。
ak a b c s(t ) s(t )
1
0
1
1
0
0
1 t t t
d
t
e
t
f
t
g
2 FS K信 号
t
图 二进制移频键控信号的时间波形
三、2FSK信号的解调 1、非相干解调，如图（b）； 2、相干解调，如图（a）。 3、过零检测法；
e2 DPSK (t ) 带通
滤波器 延迟TB a 相乘器 b c 低通 滤波器 d 抽样 判决器 定时 脉冲 e 输出
相乘器 起着 相位比较的作用
带通 滤波 器
a
相乘 器 b
c
低通 滤波 器
d
抽样 判决 器 定时 脉冲
e
延迟 Ts
参考
(a )
DPSK信号 a b
c d 二进 制信息 反相 e
0
0
§7.1.1 二进制振幅键控 （2ASK）
原理： s(t)载波幅度
表达式：
单极性
波形：
1 0 1 1 0 1 t
通信原理-第7章-数字调制系统
CPM系统的频带利用率取决于权重和相位偏移的配置，通常高于单纯的调相信号和 调频信号。
05
数字调制系统的实现
数字信号的生成
01
数字信号的生成
通过将数字信号转换为模拟信号，实现数字信号的生成。常用的方法包
括脉码调制（PCM）和增量调制（ΔM）。
02 03
PCM编码
将数字信号转换为模拟信号的一种方法是通过脉码调制（PCM）。 PCM编码器将输入的数字信号转换为模拟信号，通常使用8位、12位或 16位量化器进行量化。
由离散的二进制比特流表示的信息。
数字调制系统的应用场景
01
02
无线通信
数字调制系统广泛应用于 无线通信系统，如移动电 话、无线局域网和卫星通 信。
有线通信
在有线通信中，数字调制 系统用于光纤、电缆和其 他传输介质。
数据传输
数字调制系统用于高速数 据传输，如数字电视、高 速互联网接入和数据中心 内部通信。
频率调制（FM）
总结词
频率调制是利用载波的频率变化来传递信息的一种调制方式。
详细描述
在频率调制中，载波的频率随着调制信号的幅度变化而变化，从而将信息编码 到载波信号中。解调时，通过检测载波的频率变化来恢复原始信息。
相位调制（PM）
总结词
相位调制是利用载波的相位变化来传递信息的一种调制方式 。
详细描述
数字调制系统的实验
实验是学习和研究数字调制系统的重要手段。通过搭建实验平台，可以观察和分 析数字调制系统的实际性能，验证理论的正确性。实验中常用的设备包括信号发 生器、频谱分析仪和误码测试仪等。
06
数字调制系统的应用与发 展
数字调制系统在通信领域的应用
数字电视广播
05
数字调制系统的实现
数字信号的生成
01
数字信号的生成
通过将数字信号转换为模拟信号，实现数字信号的生成。常用的方法包
括脉码调制（PCM）和增量调制（ΔM）。
02 03
PCM编码
将数字信号转换为模拟信号的一种方法是通过脉码调制（PCM）。 PCM编码器将输入的数字信号转换为模拟信号，通常使用8位、12位或 16位量化器进行量化。
由离散的二进制比特流表示的信息。
数字调制系统的应用场景
01
02
无线通信
数字调制系统广泛应用于 无线通信系统，如移动电 话、无线局域网和卫星通 信。
有线通信
在有线通信中，数字调制 系统用于光纤、电缆和其 他传输介质。
数据传输
数字调制系统用于高速数 据传输，如数字电视、高 速互联网接入和数据中心 内部通信。
频率调制（FM）
总结词
频率调制是利用载波的频率变化来传递信息的一种调制方式。
详细描述
在频率调制中，载波的频率随着调制信号的幅度变化而变化，从而将信息编码 到载波信号中。解调时，通过检测载波的频率变化来恢复原始信息。
相位调制（PM）
总结词
相位调制是利用载波的相位变化来传递信息的一种调制方式 。
详细描述
数字调制系统的实验
实验是学习和研究数字调制系统的重要手段。通过搭建实验平台，可以观察和分 析数字调制系统的实际性能，验证理论的正确性。实验中常用的设备包括信号发 生器、频谱分析仪和误码测试仪等。
06
数字调制系统的应用与发 展
数字调制系统在通信领域的应用
数字电视广播
通信原理 第07章 多路复用
（7-2）
式中，B1 fm f g 为一路信号占用的带宽。
图7-4 FDM的频谱结构
合并后的复用信号，原则上可以在信 道中传输，但有时为了更好地利用信道的传 输特性，还可以再进行一次调制。 解复用过程是复用过程的逆过程。在 接收端，可利用相应的带通滤波器（BPF） 来区分开各路信号的频谱。然后，再通过各 自的相干解调器便可恢复各路调制信号。解 复用器采用滤波器将复合信号分解成各个独 立信号。然后，每个信号再被送往解调器将 它们与载波信号分离。最后将传输信号送给 接收方处理。图7-5显示了解复用过程。
TDM是按照时间片的பைடு நூலகம்转来共同 使用一个公共信道，所以在对TDM系统 进行分析的时候，通常考查如下几个基 本概念。 1.帧 TDM传送信号时，将通信时间分成 一定长度的帧。每一帧又被分成若干时 间片。即一帧由若干个时间片组成。帧 中的每个时间片是预先分配给某个数据 源的，且这种关系固定不变。不论有无 数据需要发送，所有数据源的时间片都 会被占有 .
7.2 频分多路复用
频分多路复用FDM（Frequency Division Multiplexing），指的是按照 频率参量的差别来分割信号的复用方式。 FDM的基本原理是若干通信信道共用一 条传输线路的频谱。在物理信道的可用 带宽超过单个原始信号所需带宽情况下, 可将该物理信道的总带宽分割成若干个 与传输单个信号带宽相同(或略宽)的子 信道,每个子信道传输一路信号。FDM将 传输频带分成N部分后，每一个部分均 可作为一个独立的传输信道使用。
3.码组交错法 码组交错法按某一码字长度（若干 比特）为单位进行复用，即每个时间片 包含某个数据源的一个码字（可能是一 个比特，一个字符或更多比特），每个 时间片传输一个码字/子帧，与比特交错 技术相比误码率较低。
式中，B1 fm f g 为一路信号占用的带宽。
图7-4 FDM的频谱结构
合并后的复用信号，原则上可以在信 道中传输，但有时为了更好地利用信道的传 输特性，还可以再进行一次调制。 解复用过程是复用过程的逆过程。在 接收端，可利用相应的带通滤波器（BPF） 来区分开各路信号的频谱。然后，再通过各 自的相干解调器便可恢复各路调制信号。解 复用器采用滤波器将复合信号分解成各个独 立信号。然后，每个信号再被送往解调器将 它们与载波信号分离。最后将传输信号送给 接收方处理。图7-5显示了解复用过程。
TDM是按照时间片的பைடு நூலகம்转来共同 使用一个公共信道，所以在对TDM系统 进行分析的时候，通常考查如下几个基 本概念。 1.帧 TDM传送信号时，将通信时间分成 一定长度的帧。每一帧又被分成若干时 间片。即一帧由若干个时间片组成。帧 中的每个时间片是预先分配给某个数据 源的，且这种关系固定不变。不论有无 数据需要发送，所有数据源的时间片都 会被占有 .
7.2 频分多路复用
频分多路复用FDM（Frequency Division Multiplexing），指的是按照 频率参量的差别来分割信号的复用方式。 FDM的基本原理是若干通信信道共用一 条传输线路的频谱。在物理信道的可用 带宽超过单个原始信号所需带宽情况下, 可将该物理信道的总带宽分割成若干个 与传输单个信号带宽相同(或略宽)的子 信道,每个子信道传输一路信号。FDM将 传输频带分成N部分后，每一个部分均 可作为一个独立的传输信道使用。
3.码组交错法 码组交错法按某一码字长度（若干 比特）为单位进行复用，即每个时间片 包含某个数据源的一个码字（可能是一 个比特，一个字符或更多比特），每个 时间片传输一个码字/子帧，与比特交错 技术相比误码率较低。
通信原理第7章(樊昌信第七版)PPT课件
B 方式
225° 315° 45° 135°
矢量图
10
11
01
A方式
00 参考相位
01 a(0)
00
B方式
第15页/共46页
b(1) 11 a(1)
10 b(0)
双比特码元 ab
a 0（−1） 1（+1） 1（+1） 0（−1）
b 0（−1） 0（−1） 1（+1） 1（+1）
波形
10
11
00
输入 滤波器
sin ct
x
载波 恢复
低通 x1(t) 抽样
滤波器
判决
位定时
低通
抽样
滤波器 x2 (t) 判决
a
并/串 变换 输出
b
存在问题：存在900的相位模糊（0, 90, 180, 270）
解决方案：采用四相相对相位调制，即QDPSK。
第19页/共46页
QPSK 特点：
01
相位跳变：0°,± 90°,± 180°
MFSK信号占用较宽的频带，信道频带利用率不高。
B
fM
f1
2 TB
MFSK一般用于 调制速率(1/TB) 不高的衰落信道 传输场合。
第11页/共46页
§7.4.3 多进制相移键控 （MPSK） 1 基本概念
利用载波的M种不同相位表示数字信息。 信号矢量图（星座图）：
第12页/共46页
随着M的增加，多相制信号可以在相同的带宽中传输 更多比特的信息，从而提高频带利用率。
Pe
M 1 er/2 2
Pe
rb r / log2 M
——每比特的信噪功率比
第40页/共46页
通信原理第7章教案和习题
双极性归零码（半占空，RZ）
与双极性不归零码相似，所不同的也只是脉冲的宽度
小于码元间隔。
特点：带宽比双极性不归零码的带宽要宽；直流分
2018年10月
西南交通大学电气工程学院
13
7.2 数字基带信号的码型和波形
总 结： 单极性：脉冲幅度为+A或0。 双极性：脉冲幅度为+A或-A。
1 0 A
0 A 0 -A
接收端：收到相对码bn后，可由bn恢复绝对码an。 根据式(7-3-1)可得
an bn bn1
2018年10月 西南交通大学电气工程学院 18
7.2 数字基带信号的码型和波形
极性交替码（AMI码）
它用无脉冲表示“0”，而“1”则交替地用正、负 极性的脉冲(可以为归零，也可以为不归零)表示。
2018年10月 西南交通大学电气工程学院 5
7.1 数字基带系统的构成
取样判决和码元再生
取样判决器的功能是在规定的时刻(由位定时脉冲控 制)对接收滤波器输出的信号进行取样，然后根据预 选确定的判决规则对取样值进行判决，确定发端发 的是“1”码还是“0”码。由于信号的失真及噪声 的影响，判决器会发生错判，如发端发送的是“1” 码，而判决器判决出“0”码，这种现象称为误码。
差分码的示意图。
2018年10月
西南交通大学电气工程学院
17
7.2 数字基带信号的码型和波形
波形特点： 观察图7.3.5中差分码相邻码元的变化情况及它与信息 码之间的关系，显然差分码相邻码元有变化表示信息 “1”，相邻两码元不发生变化表示信息“0”。
由于信息携带于差分码的相对变化上，所以差分码也 称为相对码，与此对应，原数字信息就称为绝对码。
2018年10月 西南交通大学电气工程学院 7
与双极性不归零码相似，所不同的也只是脉冲的宽度
小于码元间隔。
特点：带宽比双极性不归零码的带宽要宽；直流分
2018年10月
西南交通大学电气工程学院
13
7.2 数字基带信号的码型和波形
总 结： 单极性：脉冲幅度为+A或0。 双极性：脉冲幅度为+A或-A。
1 0 A
0 A 0 -A
接收端：收到相对码bn后，可由bn恢复绝对码an。 根据式(7-3-1)可得
an bn bn1
2018年10月 西南交通大学电气工程学院 18
7.2 数字基带信号的码型和波形
极性交替码（AMI码）
它用无脉冲表示“0”，而“1”则交替地用正、负 极性的脉冲(可以为归零，也可以为不归零)表示。
2018年10月 西南交通大学电气工程学院 5
7.1 数字基带系统的构成
取样判决和码元再生
取样判决器的功能是在规定的时刻(由位定时脉冲控 制)对接收滤波器输出的信号进行取样，然后根据预 选确定的判决规则对取样值进行判决，确定发端发 的是“1”码还是“0”码。由于信号的失真及噪声 的影响，判决器会发生错判，如发端发送的是“1” 码，而判决器判决出“0”码，这种现象称为误码。
差分码的示意图。
2018年10月
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17
7.2 数字基带信号的码型和波形
波形特点： 观察图7.3.5中差分码相邻码元的变化情况及它与信息 码之间的关系，显然差分码相邻码元有变化表示信息 “1”，相邻两码元不发生变化表示信息“0”。
由于信息携带于差分码的相对变化上，所以差分码也 称为相对码，与此对应，原数字信息就称为绝对码。
2018年10月 西南交通大学电气工程学院 7
(完整版)通信原理——第七章
获得振幅键控、频移键控和相移键控三种基本的数字调制方式。
1
0
1
1
0
1
1
0
1
t
t
t
(a) 振幅键控 （ASK）
(b) 频移键控
(FSK) 正弦载波的三种键控波形
(c) 相移键控
(PSK)
绝对相移键控PSK 相对相移键控DPSK
7.1 二进制数字调制原理
7.1.1 二进制振幅键控（2ASK）
1
0
0
1
s(t)
课件
第7章
数字带通传输
通信原理（第7版） 樊昌信 曹丽娜 编著
本章内容:
第7章 数字调制
7.1 二进制数字调制原理 2ASK 2FSK 2PSK/2DPSK
7.2 二进制数字调制系统的抗噪声性能
7.3 二进制数字调制系统的性能比较
7.4 多进制数字调制原理（了解）
7.5 多进制数字调制系统的抗噪声性能（×）
➢ 数字调制：用数字信号控制载波某个参数的过程 ➢ 用数字基带信号对载波进行调制，产生各种已调数字信号 。 ➢ 数字带通传输系统（或 数字频带传输系统）：包括调制和解调过程的数
字传输系统 ➢ 调制的作用：
将信号频谱搬移至最佳频段 多路复用，高效利用信道 提高传输质量
数字调制方式：用数字基带信号改变 正弦型载波 的 幅度、频率 或 相
1. 2ASK基本原理
Ts
t
振幅键控是利用载波的幅度变化来
载波
t
传递数字信息，而其频率和初始相
位保持不变。
2ASK
t
2ASK信号的一般表达式可以写为
e2ASK (t) s(t) cosct 单极性
通信原理第7版第7章PPT课件(樊昌信版)
实验二：数字调制与解调实验
实验目的
掌握数字调制与解调的基本原理和实现方法。
实验内容
设计并实现一个数字调制与解调系统，包括调制器、解调器和信道等部分。
实验二：数字调制与解调实验
01
实验步骤
02
1. 选择合适的数字调制方式，如2ASK、2FSK、2PSK等。
03
2. 设计并实现调制器，将数字基带信号转换为已调信号。
循环码
编码原理
01
循环码是一种具有循环特性的线性分组码，其任意码字的循环
移位仍然是该码的码字。
生成多项式与校验多项式
02
生成多项式用于描述循环码的编码规则，而校验多项式则用于
检测接收码字中的错误。
编码效率与纠错能力
03
循环码的编码效率与线性分组码相当，但纠错能力更强，可以
纠正多个错误。
卷积码
编码原理
06
同步原理与技术
载波同步技术
载波同步的定义
在通信系统中，使本地产生的载波频率和相位与接收到的信号载波保持一致的过程。
载波同步的方法
包括直接法、插入导频法和同步法。直接法利用接收信号中的载波分量进行同步；插入导频法在发送端插入一个导频 信号，接收端利用导频信号进行同步；同步法则是通过特定的同步信号或同步头来实现同步。
归零码（RZ）
在码元间隔内电平回归到零，有利于时钟提取。
差分码（Differential Cod…
利用相邻码元电平的相对变化来表示信息，抗干扰能力强。
眼图与误码率分析
眼图概念
通过示波器观察到的数字基带信号的一种图形表示，可以 直观地反映信号的质量和传输性能。
眼图参数
包括眼睛张开度、眼睛高度、眼睛宽度和交叉点位置等， 用于评估信号的定时误差、幅度失真和噪声影响等。
通信原理答案第7章
《通信原理》第七章模拟信号的数字传输习题第七章习题1f200, f 200已知一低通信号m(t)的频谱为：M(f)=，假设以fs=300Hz的速率对m(t)0,其他f进行抽样，试画出一抽样信号m s(t)的频率草图。
解：M s()=300 nM(n600)1f200, f 200，假设以f1.已知一低通信号m(t)的频谱为：M(f)=s=400Hz的速率0,其他f 对m(t)进行抽样，试画出一抽样信号m s(t)的频率草图。
解：M s()=400M(n800) n2.采用13折线A率编码，设最小的量化级为1个单位，已知抽样脉冲值为+635单位。
试求此时编码器输出码组，并计算量化误差（段内码用自然二进制码）解：I m=+635=512+36+27输出码组为：c1c2c3c4c5c6c7c8=11100011量化误差为271《通信原理》第七章模拟信号的数字传输习题3.采用13折线A率编码，设最小的量化级为1个单位，已知抽样脉冲值为-95单位。
试求此时编码器输出码组，并计算量化误差（段内码用折叠二进制码）解：-95=-（64+74+3）c5c6c7c8=0000输出码组为：c1c2c3c4c5c6c7c8=00110000量化误差为74.采用13折线A率编码器电路，设接收端收到的码组为“01010011”，最小量化单位为1个单位，并已知段内码为折叠二进码。
试问译码器输出为多少单位。
解：I0=-(256+4.516)=-3285.采用13折线A率编码器电路，设接收端收到的码组为“01010011”，最小量化单位为1个单位，并已知段内码为自然二进码。
试问译码器输出为多少单位解：I0=-(256+3.516)=-3126.单路话音信号的最高频率为4KHz，抽样速率为8kHz，将所得的脉冲由PAM方式或PCM方式传输。
设传输信号的波形为矩形脉冲，其宽度为，且占空比为1。
（1）计算PAM系统的最小带宽。
（2）在PCM系统中，抽样后信号按8级量化，求PCM系统的最小带宽。
高级通信原理第7章
=
PG G ttr
r LL
fa
(P ) = (P ) + (G ) + (G ) - (L ) - (L )
r dB
t dB
t dB
r dB
f dB
a dB
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
11
噪声温度与噪声系数
噪声源
热噪声近似为高斯白噪声，双边功率谱密度为
P (f ) = 2kTR av
设电波波长为l，Ae为A e源自=l24p
G r
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
7
Gr为接收天线增益：
G r
=
4p
l2
A e
天线发射与接收互易，故发射天线增益
G t
=
4p
l2
A e
例：直径为D的抛物面(碟形)天线，有效面积为
A = 1 pD2h e4
其中， h为效率因子，取值范围为0.5~0.6。天 线增益为
单位面积上的辐射功率为
P¢ r
=
P t
4pd 2
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
5
发射天线增益Gt
采用定向天线后，电波不再是全向辐射。
发射天线增益：定向天线的最大方向上单位 立体角发射的功率与全方向天线的单位立体 角发射的功率之比。
EIRP：相对于全向天线的有效辐射功率
自由空间：无线电波在传输中没有被吸收，同 时没有反射、折射、衍射、散射，只有直射的 信道称为自由空间。
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
3
自由空间传输中的增益与损耗
通路的增益为
通信原理第7章 二进制调制抗噪声性能
因此总的误码率为：
r 1 Pe erfc 2 2
2FSK包络检波法的抗噪声性能分析
带通 滤波器 包络 检波器 定时脉冲
1
e2 FSK (t )
输出
抽样 判决器
带通 滤波器
2
包络 检波器
7.2 二进制调制系统的抗噪声性能
发“1”时两个支路的包络检波输出为：
V1 (t ) V2 (t )
发“ 1”时是正弦波加窄带随机过程，发“ 0” 时是窄带随机过 程，包络检波之后输出包络：
[a n (t )]2 n 2 (t ) c s V (t ) 2 2 n ( t ) n s (t ) c 发"1"时 发"0"时
7.2 二进制调制系统的抗噪声性能
[a n (t )]2 n 2 (t ) c s V (t ) 2 2 n ( t ) n s (t ) c 发"1"时 发"0"时
上式表明，当P(1) 、 P(0)及f1(x)、f0(x)一定时，系统的 误码率Pe与判决门限b的选择密切相关。
7.2 二进制调制系统的抗噪声性能
从曲线求解最佳门限 条件：P(0)=P(1) 从阴影部分所示可见，误码率 Pe 等于图中阴影的面积。 若改变判决门限b，阴影的面积将随之改变，即误码率Pe的大 小将随判决门限b而变化。 当判决门限 b取 f1(x) 与 f0(x)两条曲线相交点 b*时，阴影的 面积最小。即判决门限取为 b* 时，系统的误码率 Pe 最小。这 个门限b*称为最佳判决门限。
1
7.2 二进制调制系统的抗噪声性能
2FSK中，抽样判决器将两路信号做比较。因此，误码率 表达式与2ASK的情况不一样：
r 1 Pe erfc 2 2
2FSK包络检波法的抗噪声性能分析
带通 滤波器 包络 检波器 定时脉冲
1
e2 FSK (t )
输出
抽样 判决器
带通 滤波器
2
包络 检波器
7.2 二进制调制系统的抗噪声性能
发“1”时两个支路的包络检波输出为：
V1 (t ) V2 (t )
发“ 1”时是正弦波加窄带随机过程，发“ 0” 时是窄带随机过 程，包络检波之后输出包络：
[a n (t )]2 n 2 (t ) c s V (t ) 2 2 n ( t ) n s (t ) c 发"1"时 发"0"时
7.2 二进制调制系统的抗噪声性能
[a n (t )]2 n 2 (t ) c s V (t ) 2 2 n ( t ) n s (t ) c 发"1"时 发"0"时
上式表明，当P(1) 、 P(0)及f1(x)、f0(x)一定时，系统的 误码率Pe与判决门限b的选择密切相关。
7.2 二进制调制系统的抗噪声性能
从曲线求解最佳门限 条件：P(0)=P(1) 从阴影部分所示可见，误码率 Pe 等于图中阴影的面积。 若改变判决门限b，阴影的面积将随之改变，即误码率Pe的大 小将随判决门限b而变化。 当判决门限 b取 f1(x) 与 f0(x)两条曲线相交点 b*时，阴影的 面积最小。即判决门限取为 b* 时，系统的误码率 Pe 最小。这 个门限b*称为最佳判决门限。
1
7.2 二进制调制系统的抗噪声性能
2FSK中，抽样判决器将两路信号做比较。因此，误码率 表达式与2ASK的情况不一样：
《通信原理》教学课件 张力军 第7章
相对值而非绝对值。 3.均匀量化具有均匀噪声绝对值而非相对值，不利于小信 号量化，因此不适合语音编码。
24
第7章 信源与信源编码
7.5 模拟信源的编码技术
1. 脉冲编码调制（PCM）
PCM解决问题思路：对信号压扩处理，令大信号大量阶
小信号小量阶，保持相对的信噪比不变。
具体做法：数学表达A率（中、欧）或律（美、日）
y Ax 0x1
1lnA
A
y1lnAx 1x1 1lnA A
(7.5-1)
量化：十三折线 缺点：PCM是标量量化，语音信号的相关性没有被充分
利用，因此，更先进的ADPCM和参数编码逐渐盛行 25
y
PCM十三折线
1
A律（）
7/8
A1律3折量线化 ⑦
⑧
6/8
⑥
5/8 ⑤
线性量化
4/8 ④
3/8 ③
2/8 ②
x1 0.4
x2 0.2
x3 0.2
x4 x5
0.1 0 0.1 1
x1 0.4
x2 0.2
x3 0.2 0 x4 x5 0.2 1
x4 x5
0x3 1
0 1 x2
0 1 x1
0 1
第3步排序 符号 概率
x1 x3x4x5
x2
0.4
0.4 0 0.2 1
第4步排序 符号 概率
x2x3x4x5 0.6 0 x1 0.4 1
1.0
编出的霍夫曼码
符号 码字 码长
x1 1 x2 01 2 x3 000 3 x4 0010 4 x5 0011 4
1
16
第7章 信源与信源编码
7.3 离散信源编码
7.3.2 平稳离散信源的编码
24
第7章 信源与信源编码
7.5 模拟信源的编码技术
1. 脉冲编码调制（PCM）
PCM解决问题思路：对信号压扩处理，令大信号大量阶
小信号小量阶，保持相对的信噪比不变。
具体做法：数学表达A率（中、欧）或律（美、日）
y Ax 0x1
1lnA
A
y1lnAx 1x1 1lnA A
(7.5-1)
量化：十三折线 缺点：PCM是标量量化，语音信号的相关性没有被充分
利用，因此，更先进的ADPCM和参数编码逐渐盛行 25
y
PCM十三折线
1
A律（）
7/8
A1律3折量线化 ⑦
⑧
6/8
⑥
5/8 ⑤
线性量化
4/8 ④
3/8 ③
2/8 ②
x1 0.4
x2 0.2
x3 0.2
x4 x5
0.1 0 0.1 1
x1 0.4
x2 0.2
x3 0.2 0 x4 x5 0.2 1
x4 x5
0x3 1
0 1 x2
0 1 x1
0 1
第3步排序 符号 概率
x1 x3x4x5
x2
0.4
0.4 0 0.2 1
第4步排序 符号 概率
x2x3x4x5 0.6 0 x1 0.4 1
1.0
编出的霍夫曼码
符号 码字 码长
x1 1 x2 01 2 x3 000 3 x4 0010 4 x5 0011 4
1
16
第7章 信源与信源编码
7.3 离散信源编码
7.3.2 平稳离散信源的编码
通信原理第7章数字频带传输系统
1 ∴ P2 ASK (= f) Ps ( f + f c ) + Ps ( f − f c ) 4
1 若P = 2 Ps ( f
Ps ( f )
)
Ts 1 2 Sa (π fTs ) + δ ( f 4 4
)
0
1 Ts
2 Ts
3 Ts
f
7.1 二进制调制与解调原理
西安电子科技大学 通信工程学院
西安电子科技大学 通信工程学院
（2）相干解调法
BPF
e2 FSK ( t ) a
ω1
b
× ×
c
LPF
d
抽判
BPF
ω2
e
cos ω1t cos ω2t
h
f
LPF
g
注：频差要足够大
7.1 二进制调制与解调原理
西安电子科技大学 通信工程学院
一、二进制振幅键控（2ASK）
1.信号表示及波形
e2 ASK ( t ) = s ( t ) cos ωc t
原理框图和波形 误码性能
传输带宽 频带利用率
相干和非相干
7.1 二进制调制与解调原理
西安电子科技大学 通信工程学院
一、二进制振幅键控（2ASK）
1.信号表示及波形
= s (t )
∑ a g ( t − nT )
n s n
单极性不归零
1
Ts
P 0, an = 1, 1 − P
1, 0 ≤ t ≤ Ts g (t ) = 其它 0,
t t t t
= s1 ( t )
a n g ( t − nTs ) ∑ 相位不一定连续 n
0, = n1t s ( t ) cosa ω 1,
1 若P = 2 Ps ( f
Ps ( f )
)
Ts 1 2 Sa (π fTs ) + δ ( f 4 4
)
0
1 Ts
2 Ts
3 Ts
f
7.1 二进制调制与解调原理
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（2）相干解调法
BPF
e2 FSK ( t ) a
ω1
b
× ×
c
LPF
d
抽判
BPF
ω2
e
cos ω1t cos ω2t
h
f
LPF
g
注：频差要足够大
7.1 二进制调制与解调原理
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一、二进制振幅键控（2ASK）
1.信号表示及波形
e2 ASK ( t ) = s ( t ) cos ωc t
原理框图和波形 误码性能
传输带宽 频带利用率
相干和非相干
7.1 二进制调制与解调原理
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一、二进制振幅键控（2ASK）
1.信号表示及波形
= s (t )
∑ a g ( t − nT )
n s n
单极性不归零
1
Ts
P 0, an = 1, 1 − P
1, 0 ≤ t ≤ Ts g (t ) = 其它 0,
t t t t
= s1 ( t )
a n g ( t − nTs ) ∑ 相位不一定连续 n
0, = n1t s ( t ) cosa ω 1,
通信原理樊昌信课件
不同（an不同），前者为单极性，后者为双极性。因此， 我们可以直接引用2ASK信号功率谱密度的公式来表述
2PSK信号的功率谱，即
P2PSK (
f
)
=
1 4
[Ps
(
f
+
fc) +
Ps ( f
−
fc )]
应当注意，这里的Ps(f)是双极性矩形脉冲序列的功率谱。
10
第7章数字带通传输系统
由第6章知，双极性全占空矩形随机脉冲序列的功率谱密度
2DPSK信号相位：(0) π 0 0 π π π 0 π π
或
(π ) 0 π π 0 0 0 π 0 0
相应的2DPSK信号的波形如下：
(a)绝对码
1
1
0
1
0
(b)相对码
0
1
0
0
1
1
参考
(c)2DPSK t
由此例可知，对于相同的基带信号，由于初始相位不同，2DPSK信 号的相位可以不同。
即：2DPSK信号的相位并不直接代表基带信号，而前后码元的相对
式中
e2PSK (t) = s(t )cosωct
∑ s(t) = an g(t − nTs )
n
这里，g(t)是脉宽为Ts的单个矩形脉冲，而an的统计特性为
an =
1, − 1,
概率为 P 概率为1 − P
5
第7章数字带通传输系统
即发送二进制符号“0”时（an取+1），e2PSK(t)取0相位； 发送二进制符号“1”时（ an取 -1）， e2PSK(t)取π相位。 这种以载波的不同相位直接去表示相应二进制数字信 号的调制方式，称为二进制绝对相移方式。 典型波形
通信原理精品课--第七章 m序列(伪随机序列)
R( j) A D A D
A D
p
对应元 素不同 的数目
R( j) [ai ai j 0]的数目 [ai ai j 1]的数目 p
《通信原理》精品资源共享课
第21页，共43页
电子信息与机电工程学院
7.3 m序列的性质
4 自相关特性
由移位相加特性可知，ai ai j 仍是 m序 列中 的 元素 ，所 以上式中分子就等于m序列中一个周期中 0 的数目与 1 的
把它叫做m序列(a1,a2,a3,…,ap)的自相关函数。记作
R( j)
1 p
p i 1
ai a ji
《通信原理》精品资源共享课
第20页，共43页
电子信息与机电工程学院
7.3 m序列的性质
对应
+1/-1
4 自相关特性
当采用二进制数字 0 和 1 代表码元的可能取值时（12.1-8）
对应元 素相同 的数目
…+1,-1,+1,+1,+1,-1,-1,+1,-1,… 这是一个随机序列，它具有如下基本性质：
《通信原理》精品资源共享课
第25页，共43页
电子信息与机电工程学院
7.3 m序列的性质
5 伪噪声特性
(1) 序列中+1 和-1 出现的概率相等； (2) 序列中长度为 1 的游程约占 1/2，长度为 2 的游程约占
《通信原理》精品资源共享课
第6页，共43页
电子信息与机电工程学院
7.1 m序列
m序列的产生
＋
＋
c0＝1
c1
c2
1 an－1
2 an－2
＋
n－1 a1
cn－1 n
通信原理第七章(同步原理)习题及其答案
第七章（同步原理）习题及其答案【题7－1】如下图所示的插入导频法发端方框图中，sin c c a t ω不经090相移，直接与已调信号相加输出，试证明接收端的解调输出中还有直流分量。
0()t c c【答案7－1】证明：接收端框图如下图所示0(u ()t由发送端框图（不经090相移），有[]0()()cos sin c c c u t a m t t t ωω=+在接收端解调后的输出[][][]20()()sin ()sin sin sin ()1sin 11()()1cos 2222c c c c c c c c c c c v t u t t a m t t t t a m t t a a a m t m t tωωωωωω==+=+=+-+经低通后，滤除高频分量cos2c t ω，输出为11()()22c cm t a a m t =+含有直流分量12c a ，证毕。
【题7－2】已知单边带信号的表达式为()()cos ()sin c c s t m t t m t t ωω=+，试证明不能用下图所示的平方变换法提取载波。
【答案7－2】证明：设平方律部件输出信号为()V t ，则222222222222()()()cos ()sin ()cos ()sin 2()()sin cos 11 ()(1cos 2)()(1cos 2)()()sin 22211 ()()()()22c c ccccc c c V t s t m t t m t t m t t m t t m t mt t t m t t m t t m t m t t m t m t m t m t ωωωωωωωωω⎡⎤==+⎣⎦=++=++-+⎡⎤⎡⎤=++-⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎣⎦ cos 2()()sin 2c c t m t m t t ωω+ 因为 22()()m t m t -及 ()()m t m t 中不含有直流分量，所以()V t 中不含有2c f 分量，即不能采用平方变换法提取载波。
通信原理 第七章习题解答
第七章习题解7-1 设发送数字信息为011011100010，试分别画出2ASK 、2FSK 、2PSK ，及2DPSK 信号的波形示意图。
0[解] 11011100010 2ASK 数字信息2FSK2PSK2DPSK7-4 假设在某2DPSK 系统中，载波频率为2400Hz ，码元速率为1200B ，已知相对码序列为1100010111；（1）试画出2DPSK 波形；（2）若采用差分相干解调法接收该信号时，试画出解调系统的各点波形； （3）若发送符号“0”和“1”的概率为0.6和0.4，求2DPSK 信号的功率谱。
[解] （1）1 100010111 π ππ0πππ（2）一种实用的差分相干解调器如下示信号1 10100110 1相对码 相 位 a.点波形b.点波形1（0） 011111c.点波形d.点波形e. 采样判决-1 1 -111-1-1-1111 010011100（3）2DPSK 的功率谱密度和2PSK 功率谱密度相同，对BPSK 信号22()(1)[|()||()|]BPSK s c c P f f p p G f f G f f =−++−+ 2221(12)|(0)|[()()]4s c c f p G f f f f δδ−++− 由于经过差分编码后，输出差分编码符号以等概率取“0”和“1”，然后进行2PSK 调制，所以代入f s =1200， f c =2400， p =0.5，sin 1()ss sfT G f f fT ππ=得22()[|()||()|]4sDBPSK c c f P f G f f G f f =++−7-6 采用OOK 方式传送二进制数字信息，已知码元传输速率R b =2×106 bit/s ，接收端输入信号的振幅40a V μ=/W Hz ，信道加性噪声为高斯白噪声，且其单边功率功率谱密度，试求：180610N −=×（1） 非相干接收时系统的误码率； （2） 相干接收时系统的误码率；[解] （1） OOK 信号非相干接收时系统的误码率为/20.5b P e ρ−=，0/av E N ρ=由于2180.50.5/220010/av b E E a T W −==⋅=⋅ Hz 所以0/33.3av E N ρ==/280.5 2.8910b P eρ−−=≈×（2） OOK 信号相干接收时系统的误码率为9410e P Q−=≈⋅7-10 若某2FSK 系统的码元传输速率为2×106 B ，数字信息为“1”时的频率，数字信息为“0”时的频率，输入接收端解调器的信息峰值振幅MHz 101=f .4MHz 102=f 40a V μ=，信道加性噪声为高斯白噪声，且其单边功率谱密度N o =6×10-18 W/Hz ，试求：（1）2FSK 信号第一零点带宽； （2）非相干接收时，系统的误码率； （3）相干接收时，系统的误码率[解] 由于两个信号元 001()cos 2,()cos 2s t a f t s t a f t 1ππ= = 在一个符号时间上近似正交，所以我们可以用正交调频的结果。
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2
为传输路径损耗。其中c为光速，f为电波频率。 分贝形式为
Lf = 92.44 + 20 log10 d + 20 log10 f (dB)
d的单位为km，f的单位为GHz。
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
10
接收天线上的接收功率为
Pr = PG G t t r Lf
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
16
练习7-3：
(Sklar’s book 9.14)
Consider a real-time communication satellite system, operating over an AWGN channel (disturbed by periodic fades). The overall link is described by the following specifications from a mobile transmitter to a low-earth-orbit satellite receiver: Data rate R = 9600 bits/s Available bandwidth W = 3000 Hz Link margin M = 0 dB (see Section 5.6) Carrier frequency fc = 1.5 GHz EIRP = 6 dBW Distance between transmitter and receiver d = 1000 km Satellite receiver figure of merit G/T = 30 dBI Receiver antenna temperature TA°= 290 K Line loss from the receiver antenna to the receiver, L = 3 dB Receiver noise figure F = 10 dB
若再考虑发射和接收电路上的附件损耗La， 则接收功率为
Pr = PG G t t r Lf La
分贝形式为
(P )
r dB
= (Pt )
dB
+ (Gt )
dB
+ (Gr ) - (Lf )
dB
dB
- (La )
dB
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
11
噪声温度与噪声系数
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
7
Gr为接收天线增益：
天线发射与接收互易，故发射天线增益
4p Gr = 2 Ae l
例：直径为D的抛物面(碟形)天线，有效面积为
4p Gt = 2 Ae l
其中， h为效率因子，取值范围为0.5~0.6。天 线增益为
æ pD ö 4pAe ÷ ç ÷ Gt = 2 = h ç ÷ ç l è l ÷ ø
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析 17
练习7-3(续)：
Losses due to fading Lf = 20 dB Other losses Lo = 6 dB You are allowed to choose one of two modulation schemes— MPSK with Gray coding, or noncoherent orthogonal MFSK— such that the available bandwidth is not exceeded and power is conserved. For error-correction coding, you are to choose one of the (127, k) BCH codes from Table 9.2 that provides the most redundancy, but still meets the bandwidth constraints. Calculate the output decoded bit-error probability. How much coding gain, if any, characterizes your choices. Hint: Proceed by calculating parameters in the following order, Eb/N0, Es/N0, PE(M), pc, PB. When using Equation (9.41) for computing decoded bit-error probability, a small Eb/N0 necessitates using many terms in the summation. Hence, computer assistance is helpful here.
第七章 无线信道与通信链路预算分析ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ无线通信链路预算分析
3
自由空间传输中的增益与损耗
通路的增益为
Pr Pt = GtGr Lf
dB
(P )
r dB
- (Pt )
dB
= (Gt )
+ (Gr ) - (Lf )
dB
dB
Lf：电波传播的损耗 Gt：发射天线增益 Gr：接收天线增益
4
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
2
在噪声宽带B上，可用噪声功率为
T = Pav / kB 称为该噪声源的噪声温度。
12
Pav = kTB
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
例：某地球站工作在C频段(频率为6.10GHz)，天线增 益为54dB，发射功率100W。卫星接收天线增益26dB， 与地球站的距离是37500km。转发器等效噪声温度500 K，带宽36MHz，增益110dB。试计算：(1)链路传输损 耗(含2dB附加损耗)；(2)转发器输入噪声功率；(3)转发 器输入C/N；(4)转发器输出(信号)功率。 解：(1) 传播损耗： Lf = 92.44 + 20 lg d + 20 lg f + La
2
1 Ae = pD 2 h 4
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
8
例：物理面积为A的喇叭天线，Ae=0.8A，
天线增益为
Gr =
4pAe l2
3.2pA = l2
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
9
接收天线上的接收功率
2
接收功率与发送功率之比为
5
发射天线增益Gt
采用定向天线后，电波不再是全向辐射。 发射天线增益：定向天线的最大方向上单位 立体角发射的功率与全方向天线的单位立体 角发射的功率之比。 EIRP：相对于全向天线的有效辐射功率 EIRP = Gt Pt 采用定向天线后相距d处单位面积上功率为
Pr¢ = Gt Pt EIRP = 2 4pd 4pd 2
=92.44 + 20lg37500+20lg6.1+2=201.6(dB) （2）噪声功率为 Pn_dBW = 10 log10 (kTB ) = k dB + Ttot_dB + BdB
= -228.6 + 10log10 500 + 10log10 (36 ´ 106 ) = -126.0(dBW)
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
6
接收天线增益Gr
接收天线接收电波信号的功率与天线面积及 其它一些因素有关。 天线有效面积
Ae = Pr Pr ¢
Pr ¢ Pr为天线接收的电波功率， 为单位面积
上的电波功率。 设电波波长为l，Ae为
l2 Ae = Gr 4p
电波传播损耗
电波在传播中，能量随着传输距离扩散。 全向辐射天线的辐射面为球体，距离发射天线 d处的球体表面积为
S = 4pd 2
单位面积上的能量按传输距离的平方指数减少。 若天线辐射功率为Pt，在距离为d的球面上的 单位面积上的辐射功率为
Pr¢ = Pt 4pd 2
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
噪声源
热噪声近似为高斯白噪声，双边功率谱密度为
Pav ( f ) = 2kTR
k为波尔兹曼常数，k=1.38×10-23J/K。
可用噪声功率谱：热噪声源加在匹配负载(RL= R)上的时候，可得到最大功率谱
ö N0 Pav ( f ) æ 1 1 ÷ ç ÷ ＝ kT = ´ç ÷ ç R 2 è2÷ ø 2
第七章 无线信道与通信链路预算分析：无线通信链路预算分析
14
练习7-1：
(Sklar’s book 5.1) (a) What is the value in decibels of the free-space loss for a carrier frequency of 100 MHz and a range of 3 km? (b) The transmitter output power is 10 W. Assume that both the transmitting and receiving antennas are isotropic and that there are no other losses. Calculate the received power in dBW. (c) If in part (b) the EIRP is equal to 20 W, calculate the received power in dBW. (d) If the diameter of a dish antenna is doubled, calculate the antenna gain increase in decibels. (e) For the system of part (a), what must the diameter of a dish antenna be in order for the antenna gain to be 10 dB? Assume an antenna efficiency of 0.55.
