微弱信检测装置修订稿

微弱信检测装置
WEIHUA system office room 【WEIHUA 16H-WEIHUA WEIHUA8Q8-
微弱信号检测装置（B题）
2014年520电子设计大赛
参赛选手：朱志炜，周杨灿，朱杏伟
指导老师：姜乃卓
摘要：本微弱信号检测装置信号通道由OPA228为前置放大器，AD707和OP27为主放大器，将微弱小信号放大，然后经过后级的带通滤波器以及GIC滤波器对放大后信号进行滤波，进一步减小噪声的影响；参考通道以LM353为方波发生器，将正弦波化为同频率相位可调的方波，接以CD4046锁相环和D触发器，输出0-270°四个不同相位的方波；信号通道和参考通道的信号会在相关器器中相乘，并把得到的半波积分为直流电平，最终通过ICL7107接数码管显示电平值，并可以调为显示微小信号的值。

测试数据表明本设计具有非常高的准确度和极其强大的噪声抑制能力，工作性能稳定，成本低廉，控制方便，是一个优越而实用的设计方案。

关键字：微弱信号；相关检测；噪声抑制；锁相放大器
目录
一、设计目标
1、基本要求
2、发挥部分
二、系统方案
方案一
方案二
三、系统总体框图
四、理论分析与计算
1、前置放大器的噪声分析
2、信号通道的增益计算
3、相关器的理论分析及计算
4、锁相环路的分析计算
5、移相电路的分析计算
五、电路设计
1、信号通道设计
2、参考通道设计
3、相关器设计
4、显示电路设计
六、测试情况
1、测试仪器
2、衰减电路测试数据
3、放大器测试数据
4、带通滤波器及GIC滤波器测试结果
七、总结
八、参考文献
一、设计目标
设计一个微弱信号的检测装置
1、基本要求：
（1）设计和制作两个电压衰减器，要求衰减量分别为20dB和40dB。

要求：衰减器的输入阻抗为50，衰减器的输出阻抗为100。

衰减器的输入信号频率范围为100Hz-10KHz。

（2）实现对已知频率的微弱正弦输入信号幅度检测，要求：微弱正弦信号输入频率范围为100Hz-10KHz，幅度有效值范围为100uV-500uV，微弱正弦信号幅度有效值检测误差不超过10%。

（3）检测的幅度有效值显示在数码管或者液晶显示屏上，要求显示精度达到小数点后面1位，显示时间不超过1分钟。

（4）设计一个白噪声和衰减后的输入正弦信号相叠加的加法电路，输入信号叠加白噪声后的信噪比在-20dB-0dB范围内连续可调。

信噪比定义：，
正弦信号功率为：其中表示正弦信号的有效值。

白噪声信号功率为：其中表示白噪声信号的有效值。

表示加法电路的输入阻抗。

（5）当微弱正弦信号输入信号的幅度有效值为1mV-5mV，信噪比在-20dB 时，要求对输入微弱正弦信号幅度有效值检测误差不超过10%。

2、发挥部分：
（1）实现对固定频率的微弱正弦输入信号幅度检测，要求：微弱正弦信号输入频率分别为1KHz，5KHz，10KHz时，幅度有效值范围为10uV-50uV时，微弱正弦信号幅度有效值检测误差不超过10%。

（2）当微弱正弦信号输入信号的幅度有效值为100uV-500uV，信噪比在-20dB 时，要求对输入微弱正弦信号幅度有效值检测误差不超过10%。

二、系统方案
对于参考通道和相关器部分，拟采用题目所介绍使用的CD4046和CD4066两款芯片来做，对于信号通道，有不同的可采用方案。

方案一：采用AD707超低噪声运放作为衰减电路的芯片，接以AD8429低噪声运放作为前置放大器，然后用AD707和OP27作为主放大器，放大后的信号经过OP07组成的带通滤波器滤波后输出给相关器。

方案二：采用OPA227超低噪声运放作为衰减电路的芯片，接以OPA228低噪声运放作为前置放大器，然后只要用OPA228作为主放大器，放大后的信号经过LF353组成的带通滤波器滤波后输出给相关器。

比较AD707和OPA227的参数：
AD707：s摆率，闭环带宽，C最大失调电压漂移，稳定时间10us,√Hz噪声OPA227：us摆率，8MHz增益带宽，3nV/√Hz噪声，稳定时间5us
比较OP07和LF353的参数：
OP07：超低偏移：150μV最大。

低输入偏置电流：。

低失调电压漂移：μV/℃。

超稳定，时间：2μV/month最大高电源电压范围： ±3V至±22V；
LF353：典型增益带宽积3MHz，典型电压增益，100dB典型输入噪声电压密度18nV/rtHz。

可以看出OPA227相比于AD707具有更低的噪声，更小的压摆率，而且稳定时间更短，故OPA227来做衰减器和前置放大器会比较好；而LF353的增益带宽积也高于OP07，即用LF353来做滤波器相比于OP07要更加稳定。

故信号通道选择的是方案二。

三、系统总体框图
四、理论分析和计算
1.前置放大器的噪声分析
信号通道中最重要的部分就是低噪声前置放大器，因为进来的信号很微弱，只有uv量级，任何微弱的噪声混入后经过放大都会对后级的检测电路带来麻烦。

噪声干扰主要分为两种，一种是周围环境中的各种噪声，特别是50HZ的工频干扰；另一种是电路内部器件本身的噪声，这些都会被引入电路。

为了抑制这些噪声的进入，首先要选取低噪声的运放芯片，这个选择尤为重要，放大器采用了差分式放大结构，并且采取了反相放大器，因为反相放大器的输入阻抗小，相比高输入阻抗的同相放大器，反相放大器的热噪声更小。

其次由于实验室提供的直流电压源其实是由交流电整形而来的，肯定会有文波，纹波对电路的稳定性，低噪性会有一定影响，故而最好加上直流稳压器。

另外电路中发生高低电平转换时候会有一个很大的脉冲信号，电路的这个状态会对直流电压源产生影响，使之产生波动，故而需要加入电容去耦合电路。

电容去耦对低噪声前置放大器极为重要，忽略这一步会使得放大后的波形严重恶化。

一般来说电容去耦在离直流电压源很近的地方并联一个小电容，远一点的地方并联一个大电容，这个大电容也可以作为各部分电路公用的去耦电容。

2.信号通道的增益计算
衰减器两级衰减分别衰减20dB和40dB，将信号衰减1000倍，然后低噪声前置放大器有固定30倍的放大，主放大器拥有0-50倍的可调放大倍数，接着带通滤波器有倍的放大，GIC滤波器有倍的信号放大，所以信号通道的放大倍数为80倍至4000倍，增益为72dB。

3.相关器的理论分析计算
假设输入信号是：
（3-1）
本地信号为：
（3-2）
将这两组信号进行相关检测，设计框图如图2-1所示：
图1 互相关检测框图
将3-1式和3-2式带入相关检测器，利用
式，得到互相关函数运算为
（3-3）
以上推导可以看出：互相关接收只有信号与本地信号的相关输出，去掉了噪声项，这就是互相关检测能够消除噪声的核心推导公式。

需要注意的是互相关接收要求本地信号与接收信号的重复周期严格一致，如果频率不等，相关后的结果将出现起伏信号，平均值将下降，严重时候可能为零。

因此完成电路的互相关运算需要一个乘法器和一个积分器。

理论上一个模拟乘法器和一个积分时间无限长的积分器可以从任意大的噪声中恢复出微弱信号。

相关器简单的原理图如下[2]：
图 2 相关器原理图
设被测信号和参考信号在乘法器中相乘，为乘法器的输出信号，也即积分器的输入信号。

为积分器的输出信号，也就是相关器的最终输出。

这里我们不采用模拟乘法器，而是采用动态性能好，电路更为简单的开关式乘法器。

因此参考通道不是输入与待测信号同频的正弦波，而是基波分量与待测信号同频的方波信号。

虽然方波信号包含了非常丰富的谐波分量，但是待测信号中没有与之同频的分量，所以谐波分量做相关后还是为0，在相关器中起作用的还是方波中的基波分量。

参考信号为对称方波输入：
（3-4）
设被测输入信号为：
（3-5）
当输入信号频率与参考信号频率的基波相等（），且满足
时，经过推导化简，我们有相关器的输出：
（3-6）
进而得到以下结论：
1.时间常数，为积分器的时间常数，由电容和电阻
决定。

理论上积分时间越长越好。

2.当测试时间时,，得到稳态解：
（3-7）
由此可知，相关器输出为直流电压，式2-10为我们找到了输入信号幅度与输出直流电平的线性关系，这也正是整个设计最根本的依据。

输出直流电压其值正比于输入信号基波振幅，并与信号和参考信号之间的相位差的余弦成正比；为近似积分器的直流放大倍数；负号表示反相输出，而为乘法器输出直流分量的系数。

当然为了让相关器正常工作，还需要预先放大输入信号到其能够推动相关器工作的电压幅度。

由式3-7可知，为了得到最大的直流输出，便于检测，必须使得参考信号与待测信号相位差为0度或者180度，这样其余弦绝对值最大为1。

这也是参考信道移相网络的直接目的—调整参考方波相位使之与输入待测信号同
相。

由3-7式可见如果相位差为90度，不管输入信号幅度多大，最后的直流输出都是0，这是电路最不希望的情况。

考察相关器的幅频特性曲线，实际使用中参考方波的频率和输入信号频率总会有一个微小的偏差，这时候经过推导[3]，整个相关器的幅频特性曲线如下图，这是一个梳状滤波器。

图3 相关器的幅频特性曲线
由图3可知相关器传输函数的幅频特性是以输入信号频率为参考的梳状滤波器。

滤波器的通带中心在各个奇次谐波处。

它只让对称方波中具有的奇次谐波通过，抑制了其他分量的噪声和干扰。

由于实际使用中除了基波分量是信号输入外，其它各个奇次谐波分量只有噪声里面有且幅度远远小于基波，所以高次的奇次谐波不会对基波信号检测带来影响[4]。

通过以上推导可知，输出直流电压与输入正弦信号幅度存在线性关系，这也正是本设计最根本的依据。

本设计主要针对的是低频信号，实际生产生活中需要检测的也大都是低频信号，本设计有效的工作频带为100HZ—10KHZ。

如果输入幅度已知的测试信号，根据输出直流电压大小，就可以测出整个电路的放大倍数
4.锁相环路的分析计算
5.移相电路的分析计算
五、电路设计
1.信号通道的设计
（1）衰减器
由于题目要求衰减网络衰减20dB和40dB，即衰减1000倍，为了提高精度，降低电路难度，一般使用两级衰减，分别衰减10倍和100倍。

型衰减电路的原理图如下：
图4-3 型衰减电路的原理图
其推导公式如下：
(4-2) 其中R I 为输入电阻，R O 为输出电阻，U I 为输入电压，U O 为输出电压
本设计采用型衰减网络，它的输入电阻为50，用以匹配信号发生器的50输出电阻，衰减其实是通过20K的滑变和110的电阻串联分压而成的，衰减后的信号经过一个跟随器进入下一级衰减。

由于信号通道都是极微弱的信号，所以任何噪声的引入都会产生很坏的影响，所以对运放的噪声特性要求很高。

这里用于跟随器的运放采用超低噪声运放OPA227，它的输入噪声电压在频率f = 1 kHz时候只有3nV/Hz，远远低于检测信号的uv级别，因此造成误差很低。

其输入失调电压也只有5uv。

衰减网络电路图：
仿真图：
可以看出输出为输入的千分之一。

（2）加法器
衰减后的微弱信号在加法器中与噪声相加，用以模拟实际情况。

在检测电路时可以先不加入噪声，用以调节相位。

简单的加法器电路如下[5]。

图3 加法器电路图
加法器的简单推导如下，假设输入信号分别为V1，V2，输出信号为V0，则有公式：
-V0=V1+V2 可见如果有
则有 -V0=V1 + V2
也即实现了加法，前面的负号表示输入与输出反相。

（3）放大器
.低噪声前置放大器
信号通道中最重要的部分就是低噪声前置放大器，因为进来的信号很微弱，只有uv量级，任何微弱的噪声混入后经过放大都会对后级的检测电路带来麻烦。

噪声干扰主要分为两种，一种是周围环境中的各种噪声，特别是50HZ的工频干扰；另一种是电路内部器件本身的噪声，这些都会被引入电路。

为了抑制这些噪声的进入，首先要选取低噪声的运放芯片，这个选择尤为重要，放大器采用了差分式放大结构，并且采取了反相放大。

综合以上考虑，我们选择了OPA228作为前置放大器的芯片，实验电路选取了OPA228资料中的测试电路图，实践连接发现不仅在100Hz-10kHz内几乎增益没有变化，而且噪声非常小，电路图如下：
并改变一个电阻，换为固定的60k，即实现了前级30倍的固定放大。

.主放大器
单由前置放大器放大倍数是远远不够的，所以还需要后级的继续放大。

后级的放大电路分为两级，第一级为固定的十倍放大，第二级放大倍数可调，最小六倍放大。

这样整个放大模块可以得到一千倍到十万倍（其实范围会更大，只是不需要）的放大，其放大倍数的调节非常方便，不管是前置放大器还是主放大器的第二级电路，都有增益调节电阻。

主放大器电路图如下:
图4 主放大器电路图
放大倍数推导公式如下;
由公式可知整个主放大器是由两级放大组成的，前一级放大倍数为
也即第一级为固定的10倍放大，第二级与第一级一样，只是由于电阻
是可变的，所以第二级放大倍数是可调的，最小6倍放大，最大理论上可以达到无穷大，实际应用中当然不需要这么大的放大倍数，只需知道其放大倍数满足使用要求即可。

放大器有两种接法：同相输入接法与反相输入接法。

两者的差别除了输出与输入相位相反，放大倍数计算方法不同外，输入电阻也是不同的。

对于同相放大器，其输入电阻同放大器本身相近，数值较大；对于反相放大器来说，其输入电阻大小主要由R1（如图所示）来决定，数值可大可小。

电路的输入电阻引起的热噪声电压的均方根电压满足下面的关系[7]：
其中B为噪声电压带宽，T是绝对温度，K是波尔茨曼常数。

可见输入电阻越大，所产生的热噪声电压也越大，对降低电路的输入噪声是不利的。

其次空间中存在有50Hz的共模噪声信号，可以等效为在放大器输入端接入一个内阻无穷大的50HZ噪声源，所以减小放大器的输入电阻可有效减小输入到前置放大器电路中的50Hz噪声干扰。

提供输入信号的传感器或者信号源有一定的输出电阻，所以放大器的输入电阻又不能够太小。

所以采用放大器反相接法，R1选择20kΩ左右。

一般的放大器输入噪声为10-6～10-5Vp-p 量级，而实验中采用了低噪声的放大器OPA227，其输入噪声为10-8Vp-p量级，对信号几乎没有任何影响。

放大后的信号送入后级的滤波器进行滤波。

（4）带通滤波器和GIC滤波器
.带通滤波器
由于实验要求频率在100Hz-10kHz，而普通的带通滤波器即使调到通频带为100Hz-10kHz也很难做到在这个频率范围内的增益保持不变，为了解决这个问题，我们设计了4个不同的带通滤波器，分别是, ，，并保证在各个通频带上增益相同，而且由于决定增益的电阻取得是相同的值，所以在100Hz-10kHz 上，滤波器的增益都是相同的。

带通滤波器电路图：
仿真所得的幅频特性曲线：
可以看出在上的增益是相同的，接下来改变R1，R2和R5，R8的阻值即可实现各个通频带的相同增益，实验时取值如下：
通频带R1(k) R2(k) R5(k) R8(k)
160 120
滤波器
带通滤波器的特点是具有较宽且较为平坦的通频带，这保证了整个电路的线性，但是太宽的通频带不利于噪声的滤除，下面介绍的GIC滤波器恰好与之相反，它具有很窄的通带和很高的Q值。

GIC电路图如下：
仿真所得的幅频特性曲线如下：
由图可见，GIC滤波器具有很高的Q值，对于除1kHz以外的信号具有很大的衰减，所以可以更好的滤除噪声。

实验中改变电容C1和C2的值即可使f0变为5kHz和10kHz,实验时取的参数如下：
f0（kHz）C1 C2
1
5 300p 300p
10 150p 150p
GIC滤波器的传递函数为
其中电压增益：
截止频率为：
品质因素为：
设计中参数已经在图中标出，且有
此时电压增益：
截止频率：
这样选择的元件参数，可充分发挥运放的带宽增益积的潜力。

通过滤波器后的信号信噪比会有一定的提高，预滤波为后面的相关运算减轻了压力。

通过上面的分析可知滤波器也是有一定的增益的，由于是二阶滤波器，每一阶2倍放大，共计四倍放大。

一般从放大器出来的信号在几百个mv的量级，经过滤波器后会被放大到1V左右，这是最希望看到的状态，电路的调整应该以此为参考标准。

本设计用一个开关控制这两组滤波器的接入，经过预滤波后的信号将会和参考信号一起被送入相关器进行最后的相关运算。

2.参考通道的电路设计
（1）移相网络与比较器
由于已知被测信号的频率，故而参考信道的输入信号是与被测信号同频的正弦波，该信号首先进入移相电路进行移相，然后进入过零比较器得到同频方波，电路原理图如下所示：
仿真结果如下：
移相器是通过滑动电阻R6和电容C1分压实现的，其简单原理如下：假设输入信号为，通过两个电压跟随器之后，在分压两端的电压分别是：和，设经过分压后的输出为，推导如下：
由推导结果可见，输出电压信号保持幅度不变，但是其相位随着
而变化，实际电路中电阻是可变的，由图中参数计算可知本移相器的移相范围为到连续可调。

实际电路中运放
和使用的是双运放芯片LM353，该芯片具有低功耗，高增益带宽积以及低噪声特点，完全满足设计需要，实际上除了对噪声要求极为苛刻的低噪声前置放大器模块单独使用超低噪声运放，本设计大多运放均使用LM353。

移相器出来的信号为相位改变的正弦波，进入后面的过零比较器产生方波，实际电路中使用的比较器芯片是LM311，由于本设计主要用于检测0—
10KHz的低频周期信号，对芯片运算速度的要求不高，LM311的高低电平转换时间完全满足设计要求。

（2）移相网络
由于上图的移相网络范围只有到，设计要求相位在
范围内可调，故而在后级加上本电路，使得移相更为方便灵活。

为了使得参考方波与输入待测信号完全同相，还必须实现锁相功能。

本部分电路原理图如下：
锁相环路CD4046连接成锁相倍频环路，即环路压控振荡器的输出频率
=,这也是后面两个D触发器的主要作用，通过这两个触发器我们最终得到四个不同相位的输出。

设计中触发器采用双D触发器芯片74LS74。

图中R1=10K, R2=2M, C1=，这三个参数决定了锁相环路的锁相范围，振荡频率以及电路的线性度。

R3=47K, R4=22K, C2=，它们组成了一个低通滤波器，起着稳定环路工作的作用。

通过调节以上参数可以使得锁相环路在几赫兹到数百千赫兹频带内正常工作，本设计由于针对低频信号，以上参数可使得锁相环在100HZ—10KHZ范围内正常工作。

3.相关器电路设计和仿真
如前面所述，相关器是整个电路的核心器件，相关器的性能直接决定了整个锁定放大器的性能，相关器也有一定的放大倍数。

图5 相关器电路图
图中开关式乘法器采用模拟开关芯片CD4066，其中1脚和11脚为信号通道经过滤波器后的待测信号和它的反相输入，12和13脚为相位相反的两个参考方波输入，模拟开关来实现乘法器的基本方法是：用产生的同步方波作为模拟开关导通或截止的控制信号（方波相位应与正弦波相位一致），将输入的微弱信号与它反向后的信号作为模拟开关的两输入端。

4.显示电路设计
相关器出来的是直流信号，为了实时的检测并显示出这个直流电压的大小，需要设计一个显示电路。

本部分采用LED显示A/D转换器芯片ICL7107，它包含有七段译码器，显示驱动电路，可以直接驱动发光二极管。

它直接将采样得到的直流电压大小显示在数码管上，使用极为方便，实时性好且精确度高。

每秒3次刷新读数。

以下是其典型应用电路，也是本设计采取的使用方式，满量程为200mv。

在相关器和显示电路之间加上一个电阻分压电路，当相关器出来的直流电压超过200mv时候可以进行适当衰减，这不会影响整个电路的线性。

显示部分电路简图如下:
六、测试情况
1、测试仪器
直流稳压稳流电源：型号GPD—3303
示波器
信号发生器
2.测试方案
测试分为信号通道，参考通道和相关器三个部分，在信号部分，又分为衰减电路，放大电路和滤波器电路三个部分分别进行测试。

(1)信号通道
测试衰减电路，衰减量为20dB和40dB两级衰减，测试时先控制频率为1kHz 不变，然后改变信号的幅值，观察各级信号输出是否正常，然后控制信号幅值为不变，调节信号频率，观察是否满足在100Hz到10kHz上衰减倍数不变。

信号频率（kHz）信号幅值第一级测试
结果
第二级测试
结果
误差
1 %
1 %
1 %
1 4%
1 4%
势，应该的是选择的芯片噪声及电路的噪声在小信号时相对产生了比较大的误差。

由测试结果可知，频率选取在1k-10k时误差最小。

测试放大电路
测试时依然按照测试衰减电路时的方案，先控制信号频率不变，改变信号幅值，然后控制信号幅值不变，改变信号频率，分别测试实验结果。

滤波器
2.参考通道测试结果
参考通道取频率分别为100Hz和10kHz,看看锁相环能否锁住，并输出理想波形，实验测试结果如下图：
由图可知，参考通道在100Hz和10kHz均可以输出理想方波，满足实验要求。

3.相关器测试
将方波和正弦波分别输入到CD4066的两个端口，得到输出波形，观察是否能在数码管上正确显示，实验所得波形如图：
发现在加法器的输出端可以得到理想波形，并且随着输入的调整，输出也会相应的变化。

七、总结
经过两周的实验，我们深深感受到了实践和理论值的差距，最后看到数码管能正确显示所需要的幅值，我们都感到十分的开心，十分感谢实验室老师对我们的支持。

八、参考文献
1.电子技术基础（主编：康华光）
2.高频电子线路（主编：张肃文）
3.电子设计教程（主编：黄根春）。