400W大功率稳压逆变器电路

400W大功率稳压逆变器电路

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TL494A1266P30NOS

利用TL494组成的400W大功率稳压逆变器电路。它激式变换部分采用TL494，VT1、VT2、VD3、VD4构成灌电流驱动电路，驱动两路各两只60V/30A的MOS FET开关管。如需提高输出功率，每路可采用3～4只开关管并联应用，电路不变。TL494在该逆变器中的应用方法如下：

第1、2脚构成稳压取样、误差放大系统，正相输入端1脚输入逆变器次级取样绕组整流输出的15V直流电压，经R1、R2分压，使第1脚在逆变器正常工作时有近4.7～5.6V取样电压。反相输入端2脚输入5V基准电压(由14脚输出)。当输出电压降低时，1脚电压降低，误差放大器输出低电平，通过PWM电路使输出电压升高。正常时1脚电压值为5.4V，2脚电压值为5V，3脚电压值为0.06V。此时输出AC电压为235V(方波电压)。第4脚外接R6、R4、C2设定死区时间。正常电压值为0.01V。第5、6脚外接CT、RT设定振荡器三角波频率为100Hz。正常时5脚电压值为1.75V，6脚电压值为3.73V。第7脚为共地。第8、11脚为内部驱动输出三极管集电极，第12脚为TL494前级供电端，此三端通过开关S控制TL494的启动/停止，作为逆变器的控制开关。当S1关断时，TL494无输出脉冲，因此开关管VT4～VT6无任何电流。S1接通时，此三脚电压值为蓄电池的正极电压。第9、10脚为内部驱动级三极管发射极，输出两路时序不同的正脉冲。正常时电压值为1.8V。第13、14、15脚其中14脚输出5V基准电压，使13脚有5V高电平，控制门电路，触发器输出两路驱动脉冲，用于推挽开关电路。第15脚外接5V电压，构成误差放大器反相输入基准电压，以使同相输入端16脚构成高电平保护输入端。此接法中，当第16脚输入大于5V的高电平时，可通过稳

压作用降低输出电压，或关断驱动脉冲而实现保护。在它激逆变器中输出超压的可能性几乎没有，故该电路中第16脚未用，由电阻R8接地。

该逆变器采用容量为400VA的工频变压器，铁芯采用45×60mm2的硅钢片。初级绕组采用直径1.2mm的漆包线，两根并绕2×20匝。次级取样绕组采用0.41mm漆包线绕36匝，中心抽头。次级绕组按230V计算，采用0.8mm漆包线绕400匝。开关管VT4～VT6可用60V/30A 任何型号的N沟道MOS FET管代替。VD7可用1N400X系列普通二极管。该电路几乎不经调试即可正常工作。当C9正极端电压为12V时，R1可在3.6～4.7kΩ之间选择，或用10kΩ电位器调整，使输出电压为额定值。如将此逆变器输出功率增大为近600W，为了避免初级电流过大，增大电阻性损耗，宜将蓄电池改用24V，开关管可选用VDS为100V的大电流MOS FET管。需注意的是，宁可选用多管并联，而不选用单只IDS大于50A的开关管，其原因是：一则价格较高，二则驱动太困难。建议选用100V/32A的2SK564，或选用三只2SK906并联应用。同时，变压器铁芯截面需达到50cm2，按普通电源变压器计算方式算出匝数和线径，或者采用废UPS-600中变压器代用。如为电冰箱、电风扇供电，请勿忘记加入LC低通滤波器。

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大功率逆变器中驱动电路的开关电源设计（转自：原论坛hn）

摘要：为了满足大功率逆变器中开关管驱动电路对电源功率的要求，以及适应逆变器输入为一定范围内变化的情况，设计了通过光耦反馈的单管反激式电流型控制的开关电源，给出了实验结果。其*能满足了实际应用要求。

关键词：开关电源；反激式变换器；电流型控制；高频变压器

0 引言

传统的线*串联稳压电源，其功率管是连续地工作在线*放大状态，而开关电源的功率管是断续地工作在导通和截止状态。与线*电源相比，开关电源具有功耗小、效率高、体积小、重量轻、稳压范围宽等优点，广泛应用于各种领域。开关电源的功率管开通时，开关管上的电压低，电流大，而在关断时则相反，从而降低了功率管的开关损耗。虽然线*电源结构简单, 但需要体积较大的工频变压器,而开关电源以其重量轻、效率高、单位体积能量密度较高等特*在各类电子设备及装置中得到了越来越广泛的应用。

开关电源可分为电压型和电流型两种。电流型较电压型开关电源的动态响应快, 输出电压稳定*好,

可随开关周期调节电流的大小。

1 驱动电源的设计要求

研制三相大功率逆变器时，由于实际中的功率较大，为了对主电路中的IGBT 进行控制，所选用的驱

动模块对供电电源的功率有一定的要求，为此本文设计了满足这种要求的开关电源。

根据逆变器的输入电压以及所需的功率要求，设计的辅助电源需要满足以下条件：

（1）输入直流电压宽范围350~640V；

（2）输出电压24V；

（3）输出功率60W。

由于单管反激式电路有结构简单、体积小巧以及成本低等优点，因而本文选用了此单管反激式电路结构。

2 电流型PWM控制器以及反激式电路工作原理

2.1 高*能电流型控制器UC3845

UC3845 是高*能固定频率的电流型PWM 控制器，其最大占空比为50豫。该芯片具有重要的电流取样比较器以及大电流图腾柱驱动，输出平均电流为依200 mA，最大峰值电流为依1 A，是驱动MOSFET的理想器件。它还具有众多的保护功能，如带滞后的输入和带滞后的参考欠压锁定、逐周电流限制等，且有低的启动电流以及工作电流等。

2.2 反激式电路工作原理

单管反激式电源主电路如图1 所示。

反激式变换器其实就是利用变压器代替了电感的升压变换器，开关管导通时，整流二极管反向阻断，能量储存在电感铁心的磁通中；开关管关断时，由于变压器中的电流不能突变，于是二极管立刻导通，能量传递给负载。如果在下个周期之前，铁心中的磁通完全降为零，则工作在电流断续模式；如果铁心中的磁通没有完全降为零，即还有一部分剩磁，则工作在电流连续模式。

实际上，电流型控制是具有过电流保护功能的，控制芯片内部的快速电流比较器实现对电流的逐周限制，也是一种恒功率过载保护方法。电流型控制也是电压电流的双环控制，因此比单纯的电压控制型具有更快的动态响应速度。

3 电路设计

3.1 主电路以及控制电路

本文所设计的反激式主电路以及控制电路如图2所示，图中R1为热敏电阻，电源启动的瞬间，电容C 1 和C2 相当于短路，使得此时的输入电源的电流较大，为此需要在输入电路中安装热敏电阻，对电源进行保护。D1的主要作用是防止电源的输入电源极*反接。C1 和C2 为滤波电容，考虑输入的电压较大，故选用两个电容串联使用。R4是启动电阻，提供UC3845 的启动电源，电源第一次启动时通过R4和D2对C1 4充电，为UC3845 提供工作电源。C14为滤波电容，为UC3845提供较稳定的直流工作电源。D5为辅助电源整流二极管，在电源启动后，利用辅助的绕组提供UC3845 的工作电源。由于变压器漏感以及分布参数的影响，开关管关断瞬间会产生较大的尖峰电压，为此电路中选用R5、C3、D3构成箝位电路，此电路结构简单，有效地抑制了电压尖峰。S1 为开关管，R11 为输入电流检测电阻，R12和C20构成一阶滤波电路，滤除取样电流中的尖峰。R10和DZ1对S1进行保护。D6、R8和D7、R9 分别构成S1 的开通以及关断驱动路径，R8、R9 的大小会影响电源的EMI 和开关管的温升等特*。T1 为高频变压器，N1 为原边，N2 为副边，N3为辅助绕组。

D4为输出整流二极管，选用快速恢复的二极管。C5~C12和L1构成输出侧滤波电路。R6、C4、D9构成D4的缓冲电路，抑制D4 在截止时产生的反向尖峰电压，保护整流二极管。PC817、TL431 以及外围的电阻电容构成隔离的电压反馈回路，而UC3845内部的误差放大器通过电阻R19接地被旁路。TL431 为二次侧的误差放大器，是一个三端器件，其参考电压Vref为2.5 V，由R21、R17和R22对输出电压进行分压，而可以控制输出电压的大小。14为光耦PC817 的偏置电阻，光耦导通提供足够的电流。R6、C16、C17是反馈补偿网络，参考极点零点补偿器的设计方法可以得到它们的数值。RT、CT的数值决定了电源的开关频率。

3.2 高频变压器设计