扩频通信中的多普勒频移及补偿方法.
扩频通信中的多普勒频移及补偿方法
6加特纳.锁相环技术.北京：人民邮电出版社，2007
7卢护林 冼友伦 苏 涛.一种相位编码信号多普勒补偿方法的研究与实现，火控雷达技
术.2009,(38).
常用信号为窄带信号(带宽远小于中心频率)，其发射信号可以表示为： 其中，Re表示取实部， 为调制信号的复包络， 为发射角频率。则自由目标反射的回波信号为： 其中， 为回波滞后于发射信号的时间，其中R为收发双方间的距离，c为电磁波的传播速度（光速），k为回波的衰减系数。
当目标和基站之间没有相对运动时，则距离R为常数。回波与发射信号之间有固定相位差 ，它是电磁波往返于基站与目标之间所产生的相位滞后。而当目标与基站站之间有相对运动时，则距离R随时间变化。设目标和基站作匀速相向运动，则在时间t时刻目标与信源间的距离 为： 其中， 为t=0时的距离， 为目标和基站的相对径向运动速度。
五 参考文献
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3张厥盛，郑继禹，万心平．锁相技术[M]．西安：西安电子科技大学出版社，2000
4王福生，鲁昆生.锁相技术(第二版).武汉：华中科技大学出版社,2009
Costas环工作原理
在通信中，由于发射端高速移动或者发射端距离接收端比较远，使得发回的信号很微弱，又由于移动引起的多普勒效应，频率漂移严重。在这种情况下，如果采用普通接收机，势必要求它有足够的带宽，这样势必会有更多的噪声没有被滤掉，从而使得接收机的输出信噪比将严重下降而无法有效地检出有用信号。如果采用下图所示的锁相接收机，利用环路的窄带跟踪特性，就可以十分有效的提高输出信噪比，获得满意的接收结果。
零差相干激光通信系统中多普勒频移的补偿方法
零差相干激光通信系统中多普勒频移的补偿方法随着科技的不断发展，激光通信系统的应用越来越广泛。
而在激光通信中，零差相干激光通信是一项比较成熟的技术。
在使用零差相干激光通信系统进行通信时，由于通信双方之间存在相对运动，会产生多普勒频移，这会对通信系统的性能产生一定的影响。
因此，需要对多普勒频移进行补偿，以保证通信系统的性能。
本文将介绍针对零差相干激光通信系统中多普勒频移的补偿方法。
一、多普勒频移的原因和表现在通信中，由于通信双方之间存在相对运动，导致接收信号频率的改变，称为多普勒频移。
其原因是相对运动产生的多普勒效应。
这种情况在无线通信系统和卫星通信中也存在。
在零差相干激光通信系统中，由于通信双方之间存在相对运动，会使接收到的激光信号频率发生变化。
同时，由于激光的高频特性，多普勒频移的表现非常明显。
为了解决多普勒频移对零差相干激光通信的影响，需要对其进行补偿。
现有的多普勒频移补偿方法主要有以下三种。
1.硬件架构补偿硬件架构补偿主要通过设计一些特殊的光学元件，来使信号经过这些元件后频率发生变化。
通过这种方式，可以实现多普勒频移的补偿。
但该方法的弊端是需要一些特殊的光学元件，成本比较高。
2.数字信号处理补偿数字信号处理补偿方法主要是通过对接收到的信号进行处理，来对多普勒频移进行补偿。
其具体实现是通过对接收信号进行FFT变换，对信号的频谱进行计算和处理，来进行多普勒频移的补偿。
这种方法相对成本低，但其计算量比较大，对实时性要求高的场合不适合使用。
3.特殊算法补偿特殊算法补偿方法主要是通过利用某些特殊的算法，通过对信号进行变化来实现多普勒频移的补偿。
如常用的PDH(斯托克斯－薛定谔－哈特利)方法和FLL(锁相环)方法。
这种补偿方法相对来说比较灵活，但需要一定的算法基础，设计成本也比较高。
总结：在使用零差相干激光通信系统进行通信时，由于存在相对运动，会产生多普勒频移。
为了保证通信系统的性能，需要对多普勒频移进行补偿。
移动通信多普勒频移计算简版修正
移动通信多普勒频移计算移动通信中，多普勒频移是指由于信号源和接收器之间的相对运动而导致信号频率的变化。
在移动通信系统中，多普勒频移对信号的正常接收和解调产生了一定的影响，准确计算多普勒频移变得非常重要。
本文将介绍移动通信中多普勒频移的计算方法。
1. 多普勒效应多普勒效应是物理学中的一个重要现象，描述了当源和接收者相对运动时，接收到的信号频率发生变化的现象。
对于移动通信系统而言，信号源可以是移动的移动通信设备（如方式），接收者可以是基站或其他的移动通信设备。
由于信号源和接收者之间的相对运动，信号频率会发生变化，这就是多普勒频移。
2. 多普勒频移的计算多普勒频移的计算基于多普勒效应的基本原理。
根据多普勒效应的公式，多普勒频移可以通过以下公式计算得出：\\[ f_{\\text{移}} = \\frac{{f_{\\text{源}} \\cdot v \\cdot \\cos(\\theta)}}{c} \\]其中，\\( f_{\\text{移}} \\) 是多普勒频移，\\( f_{\\text{源}} \\) 是信号源的频率，\\( v \\) 是源和接收者之间的相对速度，\\( \\theta \\) 是源和接收者之间的相对角度，\\( c \\) 是光速。
在移动通信中，通常会考虑到信号的频率变化范围，多普勒频移的计算可以按照以下步骤进行：1. 获取源和接收者之间的相对速度 \\( v \\)。
2. 获取源和接收者之间的相对角度 \\( \\theta \\)。
3. 获取信号源的频率 \\( f_{\\text{源}} \\)。
4. 根据上述公式计算多普勒频移 \\( f_{\\text{移}} \\)。
3. 多普勒频移的影响多普勒频移对移动通信系统有一定的影响，主要体现在以下几个方面：1. 信号解调的困难：多普勒频移会导致信号的频率偏离预期值，进而影响信号的正确解调。
在移动通信系统中，需要采用相应的技术手段来克服多普勒频移产生的问题。
2FSK扩频系统中多普勒频移容限扩展的一种方法
系统 的 信 噪 比。
化 ， 以 。 就 要 求 对 接 收 机 基 带 信 号 中 的 多 普 勒 频 移 容 限 所 这
进行扩展 ， 以改 善 对 相 关 峰 的影 响 。
１ Ｆ Ｋ 扩 频 信 号 调 制 及 解 调 解 扩 处 理 流 程 Ｓ
在 传 统 的 Ｆ Ｋ直 接 扩 频 通 信 系 统 ［ 发 射 端 ， 源 输 出 Ｓ ５ １ 的 信
的信 号 是 码 元 持 续 时 间 为 的信 息 流 ． 信 码 与 伪 随 机 码 产 生 将 器 产 生 的 伪 随 机 码 进 行 模 ２加 ． 生 速 率 与 伪 随 机 码 速 率 相 产 同 的 扩 频 序 列 ， 后 再 用 扩 频 序 列 去 调 制 载 波 ， 样 就 得 到 然 这 已扩 频调 制 的 射 频 信 号 。 在 接 收 端 ， 收 到 的 扩 频 信 号 经 高 放 和 混 频 后 ， 与 发 接 用 射 端 同 步 的 伪 随 机 序 列 对 中 频 的扩 频 调 制信 号 进 行 解 扩 ． 最 后 经 信 息 解调 ， 复 出所 传 输 的信 息 ， 而 完 成 信 息 的传 输 。 恢 从
目前 。 于 扩 频 系 统 多 普 勒 频 移 容 限 扩 展 的 研 究 ． 般 关 一
只 是 局 限 在 相 移 键 控 （Ｓ 扩 频 信 号 ［ ． 于 频 移 键 控 Ｐ Ｋ） ３ 对 １ 上 （Ｓ 扩 频 信 号 尚 未 提 及 ， 大 多 数 针 对 ｌ 扩 频 系 统 的 研 Ｆ Ｋ） 而 ：
ｃ ｒｅａ ｉｎ ｐ ａ ，ａｍｅｈ ｄ ｔ ｘ ｅ ｄ Ｄｏ ｐ ｅ ｈｆ ｌ ｒ ｎ ｅ ｉ Ｆ Ｋ ｐ ｅ ｄ ｓ ｅ ｔ ｍ ｏ ｏ ｒ ｌｔ ｅ ｋ ｔ ｏ ｅ ｔｎ ｐ ｌｒ ｉ ｔ ｅ ａ ｃ ２ Ｓ ｓ ｒ ａ ｐ ｃｒ ｃ ｍｍｕ ｉａ ｏ ｙ ｔｍ ｒ ｐ ｓ ｄ， ａ ｏ ｏ ｓ ｔｏ ｎ ｕ ｎｃ ｔ ｎｓ ｓ ｉ ｅ ｉｐｏｏｅ ｔ ｔ ｓ ｈ
扩频通信中的多普勒频移及补偿方法.
扩频通信中的多普勒频移及补偿方法一多普勒频移概述在高动态环境下，运动的载体存在速度、加速度，这将导致在通信过程中载波存在多普勒频移。
当发射源和接收者之间有径向运动时，接收到的信号频率将发生变化，这就是多普勒效应。
这一现象首先在声学上由澳大利亚物理学家多普勒(J.Doppler)于1842年发现，1930年左右开始将这一规律应用于电磁波领域。
常用信号为窄带信号(带宽远小于中心频率)，其发射信号可以表示为：其中，Re表示取实部，u(t)为调制信号的复包络，w0为发射角频率。
则自由目标反射的回波信号为：] 其中，为回波滞后于发射信号的时间，其中R为收发双方间的距离，c为电磁波的传播速度（光速），k为回波的衰减系数。
当目标和基站之间没有相对运动时，则距离R为常数。
回波与发射信号之间有固定相位差，它是电磁波往返于基站与目标之间所产生的相位滞后。
而当目标与基站站之间有相对运动时，则距离R 随时间变化。
设目标和基站作匀速相向运动，则在时间t时刻目标与信源间的距离R(t)为：其中，R0为t=0时的距离，vr为目标和基站的相对径向运动速度。
由于通常基站和目标间的相对运动速度vr远小于电磁波速度c，故时延可近似为：相位差为：2c回波信号比起发射信号来，2可见，相位差是时间t的函数。
在径向速度vr为常数时，产生的频率差为这就是多普勒频移，它正比于相对于运动的速度而反比于工作波长。
当目标和基站做相向运动时，多普勒频率为正值，即接收信号的频率高于发射信号的频率；而当目标和基站做背离运动时，多普勒频率为负值，即接收信号的频率低于发射信号的频率。
二多普勒频移补偿方法在扩频通信系统中，这种频移将给伪码的捕获及后续的数据解调造成困难，为实现可靠通信，必须对载波的偏移进行补偿。
常用的载波频率估计方法有叉积鉴频器、快速傅立叶变换等。
当采用傅立叶变换法估计载波的频偏时，其频谱分辨率与采样点数成反比，采样点数越多，频偏分辨率越小，跟踪精度越高。
2FSK扩频系统中多普勒频移容限扩展的一种方法
2FSK扩频系统中多普勒频移容限扩展的一种方法薛敏彪;王坤;党群【摘要】In the high dynamic spread spectrum communication system,the Doppler shift can decrease the correlation peak from the matched filter and influence the acquisition of PN code.On the basis of analyzing the impact of Doppler shift on the correlation peak,a method to extend Doppler shift tolerance in 2FSK spread spectrum communication system is proposed,that properly shorten the time of coherent integration,and combine coherent integration with incoherent integration together in PN code acquisition and data demodulation.This program is effective in reducing the correlation peak＇s sensitivity to Doppler shift,and the Doppler shift tolerance is effectively extended.%在高动态扩频通信系统中,多普勒频移会导致匹配滤波器输出相关峰值降低而影响伪码的捕获。
在分析相关峰所受多普勒频移影响的基础上,提出了一种扩展2FSK扩频通信系统的多普勒频移容限的方法,即适当缩短相关累加时间,伪码捕获和数据解调时采用相关累加与非相关累加相结合的方法。
多普勒扩展和多普勒频移
多普勒扩展和多普勒频移
多普勒扩展和多普勒频移是雷达测量中常见的现象，它们在雷达信号处理中具有重要的意义。
多普勒扩展指的是由于目标物体相对于雷达的运动而导致的雷达信号扩展的现象。
当目标物体向雷达靠近或远离时，接收到的信号频率会发生改变，这就是多普勒频移。
如果目标物体的运动速度非常快，那么多普勒频移会非常明显，这可能会导致雷达接收到的信号频率在带宽范围内发生扩展。
为了解决多普勒扩展和多普勒频移带来的问题，雷达信号处理中采用了多种技术。
其中比较常见的方法是采用多普勒滤波器，通过滤波器对接收信号进行处理，从而消除多普勒频移。
此外，还可以采用相干积累技术来提高信号的信噪比，从而更好地探测目标物体。
总之，多普勒扩展和多普勒频移是雷达测量中常见的现象，需要在雷达信号处理中采用相应的技术进行处理，以获得更准确的目标探测结果。
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移动通信多普勒频移计算
移动通信多普勒频移计算移动通信多普勒频移计算1. 引言本文档旨在介绍移动通信中多普勒频移的计算方法。
移动通信系统中，移动终端由于运动所造成的多普勒效应会影响到信号的频率，因此需要进行多普勒频移的计算。
2. 多普勒效应简介2.1 多普勒效应的定义多普勒效应是指当信号源和接收器之间相对运动时，信号的频率发生改变的现象。
2.2 多普勒效应对移动通信的影响移动终端在移动过程中会引起多普勒效应，由于频率的变化，可能会导致信号的接收质量下降，影响通信的可靠性。
3. 多普勒频移计算方法3.1 公式推导根据多普勒效应的定义，可以得到多普勒频移的计算公式如下：f' = f (1 + v/c cosθ)其中，f' 是接收到的频率，f 是发送的频率，v 是移动终端的速度，c 是光速，θ是信号的传播方向与移动终端运动方向之间的夹角。
3.2 具体计算步骤根据上述公式，计算多普勒频移的具体步骤如下：1. 确定信号的频率 f。
2. 确定移动终端的速度 v。
3. 确定信号的传播方向与移动终端运动方向之间的夹角θ。
4. 使用上述公式计算多普勒频移 f'。
5. 得到多普勒频移 f' 的数值。
4. 附件本文档不涉及附件。
5. 法律名词及注释5.1 多普勒效应多普勒效应是指当信号源和接收器之间相对运动时，信号的频率发生改变的现象。
5.2 频率频率是指单位时间内信号周期的次数。
5.3 移动终端移动终端是指在移动通信中用于接收和发送信号的设备，包括方式、无线通信设备等。
5.4 光速光速是物质在真空中传播的速度，约为 299,792,458 米/秒。
5.5 夹角夹角是两条直线相交时，两条直线之间的角度。
6. 结束语本文介绍了移动通信中多普勒频移的计算方法，包括多普勒效应的简介、多普勒频移计算方法的推导和具体步骤。
通过对多普勒频移的计算，可以更好地理解在移动通信中由于终端速度引起的频率变化现象。
扩频通信多普勒频移
OverlappingDS spread frequency tones and to minimize the effect of the multiuser interference.Although the overlapping main lobes and sidelobes of the FSK tones after DS spreading increase the interference inflicted upon the reference user,nonetheless, the numerical results in Section IV show that an enhanced bit error rate(BER)performance can be achieved by optimizing the amount of the spectral overlap of the spread FSK tones. The remainder of this paper is organized as follows.In Sections II and III,we are concerned with the bit error prob-abilities of DS-SSMA and hybrid DS-SFH SSMA systems, under the assumption that the FSK tones after DS spreading are only spaced wider than the reciprocal of the information symbol duration,i.e.,thuser’sis the carrier frequencyandconsistsof a sequence of rectangularpulsesand has amplitudesofth user’s datasignal is asequence of mutually independent random variables with unitamplitude,positive and negative,corresponding to rectangularpulses ofdurationis the phase introduced bythe,thenfor,where-ary,rather than binary and,hence,has to be replaced by the symboldurationfor the data sequence.Furthermore,theassumptionof stipulated for the BFSK systemshould be replacedbyB.Restrictions on the Signal Design and AnalysisIn Section II-A,we made the assumptionsthat forthe binary FSK DS-SSMA systemand-ary FSK DS-SSMA system.In order to optimize the spacingof the DS spread FSK tones and consequently to minimize themultiuser interference inflicted to the signal of the referenceuser,in the following analysis,we impose the restrictionoforobeysUsing this restriction,theoptimized spacing of the DS spread FSK tones can be foundby optimizing the valueofis an integer representingthe total spreading gain of a DS-SSMA system using binarymodulation.This assumption is readily applicable in practice,since the signal bandwidth after spreading is usually muchhigher than that of the original information signal.Based on the above assumption,it is plausible that,for theBPSK DS-SSMA system of[3]or for the DPSK DS-SSMAsystem of[4],the bandwidth expansion factor,defined as theDSbandwidth,since each DS spread BPSKsignal or DPSK signal occupies the whole system bandwidth.However,for the BFSK and MFSK communication systemsconsidered here,the DS spread signals activate different fre-quency tones according to the transmitted information.Hence,the bandwidth expansion factor of each BFSK and MFSK toneis typically lower than that of BPSK and DPSK,when usinga constant total system bandwidth,which is a consequenceFig.2.Frequency spectrum of DS spread-spectrum signal with8-ary FSK modulation.of the orthogonality of different frequency tones at least over the reciprocal of the information symbol duration.From Fig.1we can infer that the bandwidth expansion factor ofa DS spread BFSK tone is givenbySubstitutingandusing(2)For MFSK DS-SSMA,the bandwidth expansion factor of aDS spread MFSK tone can be similarly computedbyand with the chip ratefixedtowhenwithorusers’signals in theform of(1)are transmitted asynchronously over the AWGNchannel,where the receivedsignal is givenby(4)isthe channel noise,which is assumed to be a zero-meanstationary Gaussian process with double-sided spectral densityofby in(6).From(28)of Appendix I,theabove expressionof can be simplifiedasforandFig.3.Receiver for a DS-SSMA system employing binary FSK modulation.is a normally distributed Gaussian random variable with zeromean and a varianceof[4],where th user’s signal is definedby(10)whereandare the phase angles oftheand(11)(12)forHowever,they are different from those defined in [3],hence,can be approximatedbyis the bandwidth expansion factor,unlessand in (11)and (12).The quadraturecomponentby in (7)–(12).For MFSK modulation the output of the in-phase branch of the receiver matched to the reference signal is also givenby (6),wherewith insteadofhas to be replacedbyand-arysymboland have tobe replaced bytheandandmust bereplacedbyth user relative to the reference signal for the transmitted datasymbols-ary FSK DS-SSMA system will be evaluated by assuming that all interferences are Gaussian distributed and treated as additional noise.The interferences from different users are treated as mutually independent random variables.For BFSK modulation,the interference term due totheis givenbyare related to the data bits transmitted byuserand according to (11)and (12)and (29)and (30),respectively,ofAppendix II.Thequantitiesare the varianceofandand as mutually independent random variables overthe appropriate interval.Substitutingfrom (35)and (36)of Appendix II into (13),and consideringthatwe cansimplify (13)as(14)whereof (14)be replacedbyThen we find thatthe variance of the interference fromtheth interfering signal,thatisandThe variance given by (14)is conditionedonandandand as independent randomvariables,which take values from the setoffor BFSK andfromin (14)take valuesofvaluesof,the result is computedasinterfering users is approximated as (41)of[4](18)for a receiver employing square-law detection.For MFSK modulation,the variance of the interference inflicted upon the in-phase branch of the receiver conditionedonand may take values from thesetshould be replacedbyforis a high integer.Hence,below we only aim forcomputing the upper bound and the lower bound of the average valueofFrom Fig.2we inferthatnumber oflegitimate frequency tones with a maximum overlapping area from both left and right because the frequency tones’sidelobes close to the main lobe have not decayed to a low value.Hence,the upper bound can be expressed as [see AppendixIII](19)Bycontrast,since these two frequency tones are overlapped bythereplacedby(21)and lower boundedby(23)whereoris the number of bitsper symbol.III.SSMA S YSTEM WITH DS-SFHS PREAD-S PECTRUM S IGNALINGDS systems exhibit high-antimultipath resistance[2],[13],[14],while frequency-hopping(FH)schemes are robust againstpartial-band jamming and the near–far problem[5],[6],[8],[9].Hence,the hybrid form of DS-SFH spread-spectrumsystems have received considerable interest in recent years[7]–[11],[13]–[15].The performance of hybrid DS-SFH sys-tems has been widely studied when multiple-access is con-cerned and when the channels are modeled as Gaussian ormultipath fading with coherent or noncoherent receivers usingdifferent modulation schemes[7]–[11],[13]–[15].Typically,ina hybrid system,the information symbols to be transmitted arefirst DS modulated,and then frequency hopped according tothe frequency hopping pattern in order to form the transmittedsignal.At the receiver the signal is demodulated similarly toreceiving pure DS signals,except that the received signals needto befirstly dehopped to perform the appropriate frequencytranslation.For a hybrid DS-SFH SSMA system with BFSKor MFSK modulation,the transmitted signal can be expressedasrepresents the frequency hopping pattern ofuserrepresents the phase waveform introduced bytheduringthe-aryFSK modulationas(26)wherehits occurred from theotheroutofrepresentedbyrepresents“B”or“M,”corresponding to Binaryorwith the conventional systems using nonoverlapping frequency hopping slots and nonoverlapping DS spread FSK tones, under the assumption that the systems employ the same total bandwidth.In Figs.4and5,the variance of the multiple-access in-terference termThe curves were plotted as a function ofand(Fig.5),where increasingand a constant total system bandwidth.Forthe exact value of the variance was computed by(16).For the upper bound and the lower bound of thevariance were computed using(19)and(20).In addition,whenvalues are used.For example,for the binary FSK DS-SSMA system with a total spreading gain of256,the variance of the multiple-access interference inflicted upon the reference user is minimized by letting asseen in Fig.3.Apparently,two frequency tones are partially overlapped for wherefor DS-SSMA using BFSK,wherebut the optimum value offor different MFSK systems can be obtained by numerical computations.In Fig.6,we estimated the performance of variousfor different values ofmeans that not only the ratio ofis increased,but also the spreading gainwhich results in the reduction of themultiple-access interference.Hence,thefigure illustrates that the variance of the multiple-access interference is gracefully improved,as the value ofFig.7.Achievable multiple-access interference variance reduction of the proposed overlapping scheme over the conventional orthogonal scheme with M =2;4;8;16:Note that,since the sidelobes of the DS spread FSK fre-quency tones were included in our computations,from the results of Figs.4–6we observed that the multiuser interference power fromthefor BFSKor for MFSK,which was the approximated interference power inflicted by an interfering user,an estimate,which is frequently invoked in conventional DS-SSMA systems.Hence,we can arguethatand are the approximated interference lower bounds of the conventional DS-SSMA systems using BFSK and MFSK with nonoverlapping DS spread FSK tones,respectively.In Fig.7,were concerned.Thetermwas the approximated lower bound interfer-ence variance from an interfering signal of the conventional MFSK DS-SSMA system with nonoverlapping tones,as noted previously,whileandincreases.This is particularly pronounced for the systems employing a sufficiently high DS spreading bandwidth,or in other words,when the valueofwas high enough.In addition,we can conclude that the BER performance improvement due to increasing the total system bandwidth(or-ary FSKDS-SSMA system using overlapping frequency tones,and that of the conventional system using nonoverlapping tones were plottedversusincreases and the proposed systemwith overlapping frequency tones achieves a lower BER,than the conventional system using nonoverlapping tones,provided that the frequency tones are optimally overlapped.Taking an8-ary FSK systemwithusers as an example,the DS-SSMA system with MFSK tones optimally overlapped needs 3–4dB less SNR per bit,than the conventional system in order to achieve the same BER of1Fig.10.Bit error probability of DS-SFH SSMA using binary FSK,support-ing K =100users,and for qN =8192in various combinations of the number of frequency slots q and spreading gain N computed from (25)for the hybrid DS-SFH case and (18)for the pure DScase.Fig.11.Bit error probability of DS-SFH SSMA using 8-ary FSK,supporting K =300users,and for qN =8192in various combinations of the number of frequency slots q and spreading gain N computed from (25)for the hybrid DS-SFH case and (23)for the pure DS case.In Fig.10,we plotted the BER of a binary FSK scheme,while in Fig.11the upper bound and lower bound BER of an 8-ary FSK hybrid DS-SFH system.The figures were plotted versus bit energy-to-noiseratiowas the number of frequency slots ofthe frequency hopping pattern,whileindicated a pure DS-SSMA system,whichmarked as pure DS in the figures.From the results we can infer that,as shown in the pure DS-SSMA case of Figs.8and 9,the DS-SFH SSMA system with the MFSK tones optimally overlapped achieves a lower BER than the conventional DS-SFH SSMA system using nonoverlapping tones.Moreover,the bit error performance improvement depends mainly on the DS spreading.This conclusion was shown in numerous papers [8]–[11]related to the analysis of hybrid DS-SFH SSMA systems,under the assumption of perfect power control.In conclusion,we provided explicit formulas for the perfor-mance of BFSK and MFSK DS-SSMA as well as for DS-SFH SSMA with nonoverlapped and partially overlapped frequency tones.The optimum frequency overlap was also determined.The approach can be used for direct sequence spread-spectrum systems with MFSK modulation to minimize the partial band jamming by optimizing the frequency tones’overlap,and the work can be extended to the analysis of multicarrier CDMA systems,which use overlapping frequency bands.A PPENDIX IS IMPLIFICATION OF THE I N -P HASE COMPONENTThis Appendix shows,how to obtain and simplify the in-phase component of (6).We assume that the databitfrom (4)into (6),and simplifying it,weobtainandare the data bits transmittedbytheandare the phase angles oftheandA PPENDIX IIV ARIANCES OF THE P ARTIAL C ROSS-C ORRELATION F UNCTIONS In this Appendix,we will analyze the continuous partial cross-correlation functions of(11)and(12)and show how to compute their expectations by assuming that the phase angles and time delays are modeled as mutually independent random variables,each of which is uniformly distributed over the appropriate interval.We canfind the variance of the multiple-access interference term of(11)and(12)by computing the expectations of the squareofThe expressionofis statistically independentofwhenor withequal probability,hence,taking the expectationofand(34)Upon evaluating the resulting integral wefindthat1994IEEE TRANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLOGY,VOL.48,NO.6,NOVEMBER1999A PPENDIX IIIU PPER B OUND V ARIANCE OF AN I NTERFERENCE S IGNALThis Appendix shows how to compute the upper boundvariance of an MFSK DS-modulated interference signal in-flicted upon the reference signal.For an MFSK DS-SSMAoverlapping system,the maximum interference is experiencedby the frequencytonesand consequently experience maximuminterference from the interfering signals.When an interfering signal activates the specific frequencytones,which will inflict interference upon the desiredsignal,andfor the givenfrequency tonesof(38)A PPENDIX IVL OWER B OUND V ARIANCE OF AN I NTERFERENCE S IGNALHere,the lower bound of the interference variance from aninterfering signal is computed.Apparently,the lower boundis achieved when the desired signal activates frequencytones,as argued in Section II-D.Now,from AppendixIII,we can deduce that interference is inflicted upon thereference signal,whereandandwhere(40)A CKNOWLEDGMENTThe authors wish to thank the anonymous reviewers fortheir helpful suggestions.R EFERENCES[1]M.K.Simon et al.,Spread Spectrum Communications.Baltimore,MD:Computer Science,1985.[2] A.J.Viterbi,CDMA:Principles of Spread Spectrum Communication.New York:Art&Licensing,1995.[3]M. 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多普勒频移
多普勒频移当移动台以恒定的速率沿某一方向移动时，由于传播路程差的原因，会造成相位和频率的变化，通常将这种变化称为多普勒频移。
多普勒效应造成的发射和接收的频率之差称为多普勒频移。
它揭示了波的属性在运动中发生变化的规律。
英文名称:Doppler Shift ，多普勒效应是为纪念克里斯琴·多普勒·约翰(Doppler, Christian Johann)而命名的，他于1842年首先提出了这一理论。
主要内容为:物体辐射的波长因为波源和观测者的相对运动而产生变化。
在运动的波源前面，波被压缩，波长变得较短，频率变得较高(蓝移blue shift)。
多普勒频移，当运动在波源后面时，会产生相反的效应。
波长变得较长，频率变得较低(红移red shift)。
定义主要内容为:物体辐射的波长因为波源和观测者的相对运动而产生变化。
在运动的波源前面，波被压缩，波长变得较短，频率变得较高(蓝移blue shift)。
多普勒频移，当运动在波源后面时，会产生相反的效应。
波长变得较长，频率变得较低(红移red shift)。
概述多普勒频移，当运动在波源后面时，会产生相反的效应。
波长变得较长，频率变得较低(红移red shift)。
波源的速度越高，所产生的效应越大。
根据光波红(蓝)移的程度，可以计算出波源循着观测方向运动的速度当火车迎面驶来时，鸣笛声的波长被压缩，频率变高，因而声音听起来尖利刺耳。
当火车远离时，声音波长就被拉长，频率变低，从而使得声音听起来减缓且低沉。
这种现象也存在于其他类型的波中，例如光波和电磁波。
科学家们观察发现，从外太空而来的光波，其频率在不断变低，既向频率较低的红色波段靠拢，这是光波遵从多普勒效应从而引起多普勒频移的例证。
对于电磁波，高度运动的物体上(例如高铁)进行无线通信，会出现信号质量下降等现象，就是电磁波存在多普勒频移现象的实例。
多普勒频移导致无线通信中发射和接收的频率不一致，从而使得加载在频率上的信号无法正确接收，甚至无法接收到。
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扩频通信中的多普勒频移及补偿方法
一多普勒频移概述
在高动态环境下，运动的载体存在速度、加速度，这将导致在通信过程中载波存在多普勒频移。
当发射源和接收者之间有径向运动时，接收到的信号频率将发生变化，这就是多普勒效应。
这一现象首先在声学上由澳大利亚物理学家多普勒(J.Doppler)于1842年发现，1930年左右开始将这一规律应用于电磁波领域。
常用信号为窄带信号(带宽远小于中心频率)，其发射信号可以表示为：
其中，Re表示取实部，u(t)为调制信号的复
包络，
w0
为发射角频率。
则自由目标反射的回波信号为：
] 其中，为回波滞后于发射信
号的时间，其中R为收发双方间的距离，c为电磁波的传播速度（光速），k为回波的衰减系数。
当目标和基站之间没有相对运动时，则距离R为常数。
回波与发射信号之间有固定相位差
，它是电磁波往返于基站
与目标之间所产生的相位滞后。
而当目标与基站站之间有相对运动时，则距离R 随时间变化。
设目标和基站作匀速相向运动，则在时间t时刻目标与信源间的距离R(t)为：其中，R0为t=0时的距离，vr为目标和基站的相对径向运动速度。
由于通常基站和目标间的相对运动速度vr远小于电磁波速度c，故时延可近似
为：相位差为：
2c
回波信号比起发射信号来，
2
可见，相位差是时
间t的函数。
在径向速度vr为常数时，产生的频率差为
这就是多普勒频移，它正比于相对于运动的速度而反比于工作波长。
当目标和基
站做相向运动时，多普勒频率为正值，即接收信号的频率高于发射信号的频率；而当目标和基站做背离运动时，多普勒频率为负值，即接收信号的频率低于发射信号的频率。
二多普勒频移补偿方法
在扩频通信系统中，这种频移将给伪码的捕获及后续的数据解调造成困难，为实现可靠通信，必须对载波的偏移进行补偿。
常用的载波频率估计方法有叉积鉴频器、快速傅立叶变换等。
当采用傅立叶变换法估计载波的频偏时，其频谱分辨率与采样点数成反比，采样点数越多，频偏分辨率越小，跟踪精度越高。
但是在采样间隔固定的条件下，采样点数的增加意味着数据的准备时间加大，远远大于采用DSP进行FFT运算所需的时间。
因此采用傅立叶变换估计调整载波的频偏是不现实的。
在相干接收机系统中，恢复出与调制载波同频同相的相干载波是系统设计的关键。
扩频接收机载波的同步包括捕获和跟踪两个过程，载波捕获即多普勒频移的粗略估计，通常包含在伪码同步过程中，而精确的载波相位及多普勒频移则通过FLL（锁频环）和PLL（锁相环）跟踪来实现。
锁频环具有较好的动态性能，但跟踪精度较低, 锁相环具有较高的跟踪精度，但对通信链路干扰的容忍能力差，特别是受载体动态引入的多普勒频移影响较大；而载波跟踪环的跟踪精度决定了最后定位测量的精度。
当多普勒频移高于
±40kHz ，多普勒频率一次变化率为
4kHz/s ，二次变化率为200Hz/s时，接收机的PLL将不能稳定工作。
由于在系统设计中，多普勒频移远小于这一极限值，另外，锁频环鉴别器需要两组相关积分采样点用于计算频率差值，并且这两组采样值应该在同一个数据位时间区间之内。
系统中，由于积分时间与调制数据位宽度相同，每次得到的相关采样值将位于不同的数据位区间内，不适合使用锁频环，故只采用锁相环完成载波频率和相位的跟踪。
三锁相环设计
在实际工程中，常把位置信号、速度信号和加速度信号作为典型输入量来分析各种控制系统的性能。
在锁相环中也是这样，只不过环路的输入量是相位，所以三种典型的暂态信号是相位阶跃信号、相位斜升信号和相位加速度信号。
这三种信号在实际工程中是由收发信机的相对运动产生的。
因此，不妨通过研究收发信机的相对位置和相位之间的关系来研究这三种信号。
设发射机发射信号的频率为ωi，瞬时相位为ωit。
若收发信机相对距离为R(t)，则接收机接收信号的瞬时相位为ωi[t−R(t)/c]，锁相环的输入量为：θi=ωiR(t)/c 式中c为光速。
接收信号的瞬时功率为：ωi t =ωi[1−dR(t)
cdt] 由此可见，若
收发信机的距离不变，则R(t)=Ro ，则环路的输入量不变；若收发信机的距离发生突变时，则接收信号的相位将发生阶跃变化；若收发信机作相对匀速运动，则R(t)=Ro+vt ,（v为相对速度），环路输入量作斜升变化，斜升速度为ωiv/c ；若收信机作加速度变化，相位变化加速度为ωia/c 。
常规接收机中载波跟踪是在数字延迟锁定环对伪码相关解扩的基础上，通过科斯塔斯环（PLL的一种）重构载波相位解调BPSK数据实现的。
Costas环又称同相正交环，是
PLL的一种，由于它对载波调制数据不敏感而在高动态扩频接收机中得到了普遍应用。
科思塔斯载波跟踪环由载波鉴相器、载波环路滤波器和载波NCO组成。
其结构原理图如下所示。
Costas环工作原理
在通信中，由于发射端高速移动或者发射端距离接收端比较远，使得发回的信号很微弱，又由于移动引起的多普勒效应，频率漂移严重。
在这种情况下，如果采用普通接收机，势必要求它有足够的带宽，这样势必会有更多的噪声没有被滤掉，从而使得接收机的输出信噪比
将严重下降而无法有效地检出有用信号。
如果采用下图所示的锁相接收机，利用环路的窄带跟踪特性，就可以十分有效的提高输出信噪比，获得满意的接收结果。
锁相接收机
锁相接收机实际上是一个窄带跟踪环路，它比一般的锁相环回路多了一个混频器和中频放大器，由压控振荡器输出电压作为本振电压（频率为ωo），它与外加接收信号（频率为ωi）相混后，输出中频电压，经过中频放大后加到鉴相器与本地标准中频参考信号进行相位比较，在环路锁定时，加到鉴相器上的两个中频信号频率相等。
当外界输入频率发生变化时，压控振荡器的频率也会发生变化，使中频信号自动维持在标准中频上不变。
这样，中频放大器的通带就可以做得很窄，从而保证鉴相器输入端有足够的信噪比，这样就提高了接收机的灵敏度。
四总结
锁相接收机是一个窄带跟踪环路的调整。
比一般的锁相环回路多了一个混频器和中频放大器。
外界输入频率发生变化时，压控振荡器的频率也会发生变化，使中频信号自动维持在标准中频上不变。
因此，
可以是的中频的带宽作的很窄，从而使得噪声的带宽减小，另噪声的功率减小，从而提高信噪比。
此外，由于锁相环的跟踪特质，使得接收端可以在与发射端相对运动速度较大时稳定可靠的跟踪信号频率和相位，从而准确的接收信息。
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