开关电源环路补偿
开关电源环路补偿概述
其中 f =
1 ， Re 为等效电阻， C e 为等效电容。 2πRe C e
上式分子中对应的频率 fZ 为零点频率，分母中对应的频率 fP 为极点频率，f0 称为初始极点频率。
-2-
一个零点会在其零点频率处将斜率增加+1（20dB） 。零点会引起相位超前，由 fZ 处的零点， 引起在频率 f 处超前的相位是 θ ld = arctan f 。如下图示。 fZ
1 + j 2πfR2 C1 j 2πfR1 (C1 + C 2 )(1 + j 2πfR2 C1C 2 ) C1 + C 2
∠D ( f ) ⋅ 180 o π 幅频特性如右图上，相频特性如右图下。 θ1 ( f ) =
-7-
补偿后系统总开环传递函数如下 TV ( f ) = D( f )G ( f ) 幅频及相频特性曲线如右图。 从右边的曲线中，我们可以计算 出电压环的穿越频率： f C = 1.944 × 10 4 然后还可以计算出电压环的相位 裕量： θ 2 (1.944 × 10 4 ) + 180 = 66.427
斜率-1
斜率+1 斜率 0
fZ
fZ
斜率 0
一个极点会在其极点频率处将斜率增加-1（-20dB） 。极点会引起相位滞后，由 fP 处的极点， 引起在频率 f 处滞后的相位是 θ lag = arctan f 。如下图示。 fP fP
斜率+1 斜率 0
斜率 0
fP
斜率-1
四．常用补偿器分析 下面是 TypeII 型补偿器的电路原理图
-8-
dB
Hz 1 f2 = = 1 × 10 5 。 C1C 2 2πR2 C1 + C 2 计算实际的电阻电容参数： Rbias = 1 × 10 3 ，则 R1 = VO − VREF Rbias = 1.64 × 10 3 VREF 0o − 30o
TL431环路补偿计算(实例,简单可行)
反馈环路分析
用3842设计的反激式开关电源，输入交流 85 ~ 265V ，输出12V / 5A ，开关频率100kHz ，
电流采样电阻为 0.33，
1000F / 25V ，变换器初级绕组40T，电感
量370H ,次级绕组5T ，局部电路如下图，计算补偿网络元件参数。
G(s)
(1
sRcCo )(1 s / 2fRHP 1 s / 2f p
)
H (s) (1 sR2C2 ) sR1C2 (sR2C1 1)
f p0
1 2R1C2
f z1
1 2R2C2
f p1
1 2R2C1
算例
ESR 30m
f esr
2
1 ESR Co
5.3kHz
f RHP
R 2 LD
35kHz
fp
1 D 2RCo
R2
R2 144.8k
f p1
1 2R2C1
1k
2
1 144.8 C1
C1 1.1nF
G (s)@ fcross
tan1( 1 ) tan1( 1 ) tan1( 1 )
5.3
0.033
35
10.7 71.7 1.6 62.6
H (s)@ fcross
90 tan1( 1 ) tan1(1)
f z1
1 2R2C2
f p1
1 2R2C1
增益 （dB）
20 log(19.9)
fp a
f cross
f z1
f p1
a
f esr
G(s) H (s)
G(s)H (s)
f p0
频率
（对数坐标）
buck电流环路补偿方式导致时间不变的
buck电流环路补偿方式导致时间不变的我们来了解一下什么是buck电流环路补偿方式。
Buck电路是一种降压型的开关电源，它通过控制开关管的导通时间和截止时间来调节输出电压。
而电流环路补偿方式是一种用于提高系统稳定性和响应速度的控制技术。
它通过对电流环路进行补偿，使得系统在电流变化时能够快速稳定地达到设定值。
在buck电流环路补偿方式中，通过对电流环路进行补偿，可以有效地减小电流环路的不稳定性和响应时间，从而提高系统的稳定性和响应速度。
这种补偿方式主要通过增加一定的相位裕度和增益裕度来实现。
具体来说，buck电流环路补偿方式主要包括两个方面的补偿：零极点补偿和增益裕度补偿。
零极点补偿主要是通过在控制环路中增加一个或多个零点和极点来改变控制环路的传递函数，从而提高系统的稳定性和响应速度。
而增益裕度补偿则是通过增大控制环路的增益裕度，使得系统能够在电流变化时更快地达到设定值。
那么为什么buck电流环路补偿方式会导致时间不变呢？这是因为在buck电流环路补偿方式中，通过增加零极点和增益裕度，可以使得系统的稳定性和响应速度得到提高。
而稳定性和响应速度是衡量系统性能的重要指标之一，它们与时间密切相关。
因此，在buck 电流环路补偿方式下，尽管系统的稳定性和响应速度得到了提高，但时间却保持不变。
总结起来，buck电流环路补偿方式是一种通过增加零极点和增益裕度来提高系统稳定性和响应速度的控制技术。
尽管在这种补偿方式下系统的稳定性和响应速度得到了提高，但时间却保持不变。
这是因为稳定性和响应速度与时间密切相关，通过增加零极点和增益裕度可以改善这些指标，但时间本身并不会受到影响。
希望通过本文的介绍，读者对buck电流环路补偿方式以及其导致时间不变的原因有了更加清晰的了解。
这种补偿方式在实际应用中具有重要的意义，可以有效地提高系统的性能和稳定性。
未来的研究中，我们还可以进一步探索buck电流环路补偿方式的优化方法，以进一步提高系统的性能和稳定性。
开关电源环路补偿设计
开关电源环路补偿设计开关电源环路补偿设计在开关电源设计中，环路补偿是至关重要的一步。
环路补偿的正确设计可以提高电源的稳定性和效率，从而提供更为可靠的电源输出。
本文将针对开关电源的环路补偿设计，从三个方面进行阐述。
一、开关电源环路补偿的基本原理开关电源的环路补偿，是指将部分输出信号回馈到反馈端口，通过正反馈作用来改善系统的动态性能。
补偿的目的，是使电源输出稳定，对负载的响应性更好。
为了实现这一目的，设计师需要对开关电源的基本原理有深入的理解。
在开关电源中，电容、电感和频率之间的相互影响是至关重要的。
通过合理的组合设计，可以提高电源的效率，降低功耗。
二、开关电源环路补偿的设计方法开关电源的环路补偿设计方法，需要综合考虑多个参数，如响应时间、阻尼稳定性、相位裕度等。
其中，响应时间涉及到电路响应时间、电源传输函数以及负载条件，需要根据具体情况予以调整。
阻尼稳定性关系到系统的稳态稳定性，需要根据不同负载条件下的阻尼因素予以设计。
相位裕度涉及到极点间距，可以通过更改反馈回路的增益稳定性来达到较好的效果。
三、开关电源环路补偿的优化在实际电路中，由于电容、电感和负载等多种因素的影响，开关电源环路补偿存在一定的误差。
优化环路补偿，可以通过在电路中加入滤波电容、降低负载电感等措施，提高电源输出的稳定性。
此外，在滤波器的选型方面，选择与系统肖特基二极管参数相匹配的器件，可以较为有效地降低噪声和振荡。
总之，开关电源环路补偿对整个系统的性能至关重要。
一个合理的补偿设计将使电源输出变得更加稳定、高效，具有更好的响应性。
因此，在开发开关电源的过程中，我们应该时刻保持对环路补偿原理的理解，并综合考虑各种参数和因素，以达到最优的设计效果。
反激式开关电源的环路补偿设计与应用
反激式开关电源的环路补偿设计与应用摘要反激式开关电源工作的稳定性与其反馈环路有很大的关系，若反馈环路系统没有足够的幅值、相位裕度，开关电源工作将会不稳定且出现输出振荡。
文章基于TNY278芯片开关电源的环路补偿设计为例，详细分析了其环路补偿电路，根据分析验证，总结出该方法不仅能有效控制整个环路的稳定性而且可以降低输出振荡，满足设计要求。
关键字反激式开关电源相位裕度幅值裕度环路补偿穿越频率Design and application of loop compensation for flyback switching power supplyYE Zhenxiong XU Wenyi CHENYouzhang MAZhengxian(TCL air conditioner (Zhongshan) Co., Ltd Zhongshan,Guangdong 528427)Abstract The stability of flyback switching power supply is closely related to its feedback loop. If the feedback loop system does not have enough amplitude and phase margin, the switching power supply will be unstable and output oscillation will occur. Based on theTNY278 chip switching power supply loop compensation design as an example, detailed analysis of the loop compensation circuit, according to the analysis and verification, summed up the method can not only effectively control the stability of the whole loop, but also reduce the output oscillation, meet the design.Keywords Flyback switching power supply Phase margin Amplitude margin Loop compensation Crossing frequency引言随着半导体行业的发展，开关电源的应用场合不断拓宽。
开关电源环路补偿概述
开关电源环路补偿概述开关电源环路补偿是一种通过在开关电源回路中引入补偿元件，来提高开关电源输出性能的技术手段。
它的目标是通过合理设计和安排补偿电路，减小开关电源输出电压的波动、提高输出电流稳定性，从而满足电源对电压和电流稳定性的要求，降低系统的噪声，提高系统的可靠性和稳定性。
首先，反馈电路是开关电源中最基本的补偿措施。
它通过对输出电压或输出电流进行采样，并与期望值进行比较得到误差信号，再经过比例放大、积分等处理，通过对控制信号进行调整，实现对输出电压和电流的精确控制。
其次，补偿元件的作用是对开关电源中的非线性元件进行补偿。
例如，开关管的开关过程会引起电压和电流的突变，补偿元件可以通过电容、电感等元件对这些突变进行分解和平滑处理。
同时，补偿元件还可以对开关电源中的功率因素进行补偿，提高电源的功率因数。
最后，滤波元件的作用是对开关电源的输出信号进行滤波处理，消除高频噪声和干扰，使得输出信号更加平稳和稳定。
总体来说，开关电源环路补偿技术可以提高开关电源的稳定性和可靠性，降低噪声和干扰，满足电源对电压和电流稳定性的要求。
在实际应用中，需要根据具体的开关电源工作条件和要求，选择合适的补偿措施和元件，并进行合理的设计和优化。
同时，还需要考虑补偿元件的稳定性、成本和占用空间等因素，使得补偿方案具有实用性和经济性。
开关电源环路补偿技术在电源领域有着广泛的应用。
它可以应用于各种类型的开关电源中，例如交流-直流开关电源、直流-直流开关电源以及交流-交流开关电源等。
同时，它还可以适用于不同的电源输出要求，包括电压型和电流型等。
在一些特殊应用中，例如高精度仪器设备、通信设备、医疗设备等，对电源输出稳定性和噪声要求非常高的场合，开关电源环路补偿技术更是不可或缺的。
总结起来，开关电源环路补偿技术能够通过合理的补偿措施和元件设计，提高开关电源的输出性能，使得其在输入电压和负载变化时能够稳定输出所需的电压和电流。
它有着广泛的应用前景，可以提高电源系统的可靠性和稳定性，降低系统噪声和干扰，满足各种应用领域的需求。
一种buck-boost开关电源环路补偿电路设计
一种buck-boost开关电源环路补偿电路设计
设计一种buck-boost开关电源环路补偿电路的步骤如下：
1. 确定需要补偿的电源环路特性：首先，需要确定要补偿的电源环路具有哪些频率成分的干扰或噪音。
例如，可以通过频谱分析确定这些频率成分的频率范围和幅度。
2. 设计补偿网络：根据第一步的分析结果，设计一个合适的补偿网络来抵消电源环路的干扰或噪音。
补偿网络通常包括电容、电感和阻抗器等元件，可以选择串联或并联配置以实现所需的补偿效果。
3. 选择补偿元件参数：根据补偿网络的设计，选择合适的元件参数，如电容值、电感值和阻抗器阻值等。
可以通过仿真或实验来优化参数选择，并确保所选元件能够在所需频率范围内提供所需的补偿效果。
4. 布局和连接补偿电路：根据设计，将补偿网络的元件布局在电源环路中，并通过适当的连接方式将其与开关电源环路连接。
确保补偿网络能够有效地接收和处理来自电源环路的干扰或噪音，并将补偿信号输出到开关电源环路中。
5. 验证和调整：在连接完补偿电路后，进行验证和调整以确保补偿效果符合预期。
可以使用示波器、频谱仪等仪器来观察和测量电源环路的干扰或噪音幅度，并通过调整补偿网络的参数来优化补偿效果。
需要注意的是，设计补偿电路时需要考虑电路的稳定性和安全性，确保补偿网络不会引入额外的噪音或干扰，并且不会对开关电源环路的性能产生负面影响。
同时，还需遵守相关的电气标准和规范，以确保设计符合相关要求。
开关电源环路补偿概述
开关电源环路补偿概述开关电源环路补偿是一种电子电路设计技术，用于提高开关电源的负载能力、精度和稳定性。
随着电子设备的不断发展，开关电源已经成为广泛使用的电源类型，应用于各种领域，如计算机、通信、工业控制、汽车电子等。
然而，开关电源在输出电流波形、输出电压稳定性以及负载适应能力上存在一些问题，通过使用环路补偿技术可以有效解决这些问题，提高开关电源的性能。
首先，我们来了解一下开关电源的基本工作原理。
开关电源主要由开关器件、变压器、整流滤波电路和控制电路组成。
输入电压经过整流滤波电路和开关器件的切换，最终输出变压器的二次侧，形成输出电压。
控制电路通过监测输出电压并调整开关器件的工作状态，来稳定输出电压。
然而，开关电源存在输出电流波形不理想、输出电压精度不高以及负载变化响应较慢等问题，这些问题可以通过环路补偿技术来解决。
在开关电源中，输出电流波形的不理想会导致输出电压的纹波增大，给其他电路造成干扰。
环路补偿技术可以通过对开关电源的控制电路进行补偿，使输出电流波形接近理想的直流信号。
具体来说，环路补偿技术包括两个主要方面，一个是在控制回路中引入一个外部补偿网络，另一个是在采样过程中加入一个额外的测量回路。
在控制回路中引入外部补偿网络可以改变系统的传递函数，从而减小输出电流的纹波。
补偿网络一般包括串联电感和并联电容，通过调整它们的数值可以改变控制环节的频率响应，从而达到减小输出电流纹波的目的。
此外，还可以通过控制补偿网络中的电感、电容的数值和连接方式，对系统的相位特性进行调整，以进一步提高系统的稳定性和攻角余量。
在采样过程中加入额外的测量回路可以提供准确的输出电流信息，从而使控制电路更好地调整开关器件的工作状态，进一步提高输出电压的精度和稳定性。
具体来说，额外的测量回路可以通过采样电阻、电流传感器或者其他测量设备获取输出电流信息，并反馈给控制电路，以校正开关器件的工作状态。
通过不断调整开关器件的工作状态，可以使输出电压尽量接近设定值，提高开关电源的稳定性和精度。
正激DC—DC开关电源环路补偿器的设计
文章编号 ： １ ６ ７ ４ — ４ ５ ７ ８ （ ２ ０ １ ４ ） ０ ４ — ０ ０ ３ ４ — ０ ２
应 用 实 践
正 激 ＤＣ — Ｄ Ｃ开 关 电 源 环 路 补 偿 器 的设 计
李全莲
（ 国营 ７ ８ ５厂 第一研 究所 ， 山西 太原 ０ ３ ０ ０ ２ ４ ）
× ×
电压或电流型控制升压式变换器 电流型控制正激式变换器
× ×
× ×
表 ２ 常用补偿器相应 的优点
博德 响应很适合 反馈 系统 的分析。博德 响应 实 际上包 括两部分 ： 增益一 频率 图和 相位． 频率 图。它表 示经过 双端 口 电路后输 出电压信 号相对 于输入 信号 的增益 和相位 移。如
关键 词 ： 负反 馈 ； 电压 误 差 放 大 器 ；环 路 补 偿 器 中图分类号 ： Ｔ Ｍ５ ７ １ 文献标识码 ： Ａ
开关 电源 补偿 器的核心是一 个高增益电压误差放大 器。
２ 普通 误差 放大 补偿器 的设 计
在设计误差补偿器 时 ， 要遵循下面 四条原则 。只要合理 的遵循这 四条规则 ， 就可以设计出 比较好的补偿器 。 １ ）在所有增益 大于 ０ ｄ Ｂ频率 处 的回路相 位不要 超 过
好
好 好 好 Fra bibliotek３ ３ ０ ０ Ｗ Ｄ Ｃ－ ＤＣ正 激反 馈环 路设 计
３ ０ ０ ｗ 开关 电源设计 要求及参数 ：
１ ）输 入 电压 范 围 ： Ｄ Ｃ １ ６ Ｖ一 ２ ８ Ｖ； ２ ）输出 电压 ： Ｄ Ｃ ２ ４ Ｖ； ３ ）最大输出 电流 ： １ ２ Ａ； ４ ）输 出精度 ： ±１ ％； ５ ）输 出电压纹波峰峰值 ： ２ ４ ０ ｍ Ｖ。 开关 电源原理 图如 图 １ 。
开关电源环路补偿计算及辅助软件Mathcad的应用
１ 环路补偿介绍
１ ． １ 环 路稳 定 的条件 在 自动 控 制 理 论 中 ， 根 据 乃 奎 斯 特 环 路 稳 定
１ ． ２ 典型补偿 电路介绍
１ ）单极点 补偿
Ｃ，
性 判据 ，如果 负反馈 系统在 穿越 频率 点的相移 为 １ ８ ０ 。，那么整个闭环系统是不稳定的。
ｃ ｉ ｒ ｃ ｕｉ ｔ ａ ｓ ａ ｎ ｅ ｘａ ｍｐｌ ｅ ． Ｋｅ ｙ ｗｏ ｒ ｄｓ ：ｌ ｏｏ ｐ ｃ ｏ ｍｐ ｅ ｎｓ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ； ＢＵＣＫ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ； Ｍａ ｔ ｈ ｃ ａ ｄ
ＤｏＩ ：１ ０ ． ３ ９ ６ ９ ｄ ． ｉ ｓ ｓ ｎ ． １ ６ ７ ３ ． ４ ４ ４ ０ ． ２ ０ １ ３ ． ０ ５ ． ０ 准则 ２： 为 防止 一２增益 斜率 电路 的相 位 快速 变
单的试验调试 来确定环路补偿参数 ，这种在实验室
里调 试 出来 的 参数 不 一 定 能够 满 足各 种 实 际的使 用 情 况 。 因此 必 须清 楚 电源 系 统环 路 的 稳 定性 、相 位 裕 量 、增 益 裕 量 。有 的放 矢 ，通 过 明确 的计 算 和 仿 真 ，设 计 出的产 品才是 科学 的 、合理 的 、可靠 的 。 本 文介 绍 常 用 的补 偿 电路 以及 借 助 辅 助软 件 计
曲线在 穿 越频率 附近 的增 益斜率 必 须为 一ｌ ，但 是 由
算了 Ｂ ＵＣ Ｋ 电路的环路补偿参数。
于 一ｌ 增 益 斜 率 对 应 的相 位 曲 线相 位 延 迟 较 小 ，且 变 化 相 对 缓 慢 ， 因此 它 能够 保 证 当某 些 环 节 的相 位 变 化被 忽 略 时 ，相 位 曲线 仍将 具有 足够 的相 位裕 量 ， 使 系统保 持稳 定 。 ）
uc3842反激式开关电源环路补偿计算书
UC3842反激式开关电源环路补偿计算书一、介绍1.1 UC3842简介UC3842是一款具有反激式开关电源功能的控制IC，它被广泛应用于交换电源、逆变器和其他开关电源中。
UC3842具有工作频率可调的特点，典型应用中通常工作在50kHz至500kHz的范围内。
它内部集成有高压开关管，用于控制开关管的导通和关断，从而实现输出电压的稳定控制。
1.2 反激式开关电源环路补偿的重要性反激式开关电源的环路补偿是影响其稳定性和性能的关键因素之一。
正确的环路补偿设计可以有效地提高电源的动态响应和稳态精度，在保证系统稳定性的还能够提高系统的动态性能和抗干扰能力。
进行反激式开关电源环路补偿的计算十分重要。
二、环路补偿计算2.1 反激式开关电源的环路补偿原理反激式开关电源的环路补偿主要通过在控制回路中引入补偿网络来实现。
在设计中需要考虑控制回路的开环增益、相位裕度、带宽等参数，以及输出环路特性和负载特性等因素。
通常使用频率补偿网络和振荡器来实现环路补偿。
2.2 环路补偿计算步骤进行环路补偿计算时，需要依次进行以下步骤：步骤一：根据设计要求确定系统的带宽和相位裕度。
步骤二：选择合适的频率补偿网络和振荡器。
步骤三：计算补偿网络的元件参数。
步骤四：进行仿真验证和实际电路测试。
三、计算实例3.1 设计要求假设需要设计一个输出电压为12V、输出电流为2A的反激式开关电源，工作频率为100kHz。
系统要求带anWh (abolt-Var) 。
宽3dB，相位裕度为45°。
现进行环路补偿的计算和元件选择。
3.2 计算过程步骤一：根据设计要求计算系统的带宽和相位裕度。
设计带宽=100kHz，相位裕度=45°。
步骤二：选择频率补偿网络和振荡器。
选择一个合适的频率补偿网络和振荡器，比如R-C振荡器和阻容型频率补偿网络。
步骤三：计算补偿网络的元件参数。
根据选择的频率补偿网络，计算出所需的元件参数。
步骤四：进行仿真验证和实际电路测试。
开关电源的建模和环路补偿设计 上
开关电源的建模和环路补偿设计上如今的电子系统变得越来越复杂，电源轨和电源数量都在不断增加。
为了实现最佳电源解决方案密度、可靠性和成本，系统设计师常常需要自己设计电源解决方案，而不是仅仅使用商用砖式电源。
设计和优化高性能开关模式电源正在成为越来越频繁、越来越具挑战性的任务。
电源环路补偿设计常常被看作是一项艰难的任务，对经验不足的电源设计师尤其如此。
在实际补偿设计中，为了调整补偿组件的值，常常需要进行无数次迭代。
对于一个复杂系统而言，这不仅耗费大量时间，而且也不够准确，因为这类系统的电源带宽和稳定性裕度可能受到几种因素的影响。
本应用指南针对开关模式电源及其环路补偿设计，说明了小信号建模的基本概念和方法。
本文以降压型转换器作为典型例子，但是这些概念也能适用于其他拓扑。
本文还介绍了用户易用的LTpowerCAD设计工具，以减轻设计及优化负担。
确定问题一个良好设计的开关模式电源(SMPS) 必须是没有噪声的，无论从电气还是声学角度来看。
欠补偿系统可能导致运行不稳定。
不稳定电源的典型症状包括：磁性组件或陶瓷电容器产生可听噪声、开关波形中有抖动、输出电压震荡、功率FET 过热等等。
不过，除了环路稳定性，还有很多原因可能导致产生不想要的震荡。
不幸的是，对于经验不足的电源设计师而言，这些震荡在示波器上看起来完全相同。
即使对于经验丰富的工程师，有时确定引起不稳定性的原因也是很困难。
图 1 显示了一个不稳定降压型电源的典型输出和开关节点波形。
调节环路补偿可能或不可能解决电源不稳定问题，因为有时震荡是由其他因素引起的，例如PCB 噪声。
如果设计师对各种可能性没有了然于胸，那么确定引起运行噪声的潜藏原因可能耗费大量时间，令人非常沮丧。
图1：一个“不稳定” 降压型转换器的典型输出电压和开关节点波形对于开关模式电源转换器而言，例如图 2 所示的LTC3851 或LTC3833 电流模式降压型电源，一种快速确定运行不稳定是否由环路补偿引起的方法是，在反馈误差放大器输出引脚(ITH) 和IC 地之间放置一个0.1μF 的大型电容器。
开关电源的环路补偿(2017电源网交流会)
fp
1 2 R pullup Ccb
环路稳定性的影响因素
1. 补偿网络只是电源的一个部分，电源系统的稳定与动 态响应还和主功率部分参数有关。 2. 反馈补偿是建立在小信号的基础上的，对于大信号的 稳定性和动态响应还应该对电源系统进行整体考虑。 3. 反馈补偿环节是最容易导致系统不稳定的因素，但大 多并不是因为补偿了不正确的零极点。 4. 采样信号的滤波也是反馈回路设计的重要组成部分。 5. 电源中反馈回路的PCB布线，光耦和运放的供电都是 影响系统稳定性的重要因素。
开环传递函数：
T ( s ) G (s) H(s)= H Gvd ( s )Gc ( s ) Vm
闭环系统不稳定条件： 1+T ( s )=0
T (s) 1 o T应的相位值与-180°的差值 幅值裕度：当相位穿越-180°时对应的幅度值
3
180 110 f
4
110
5
110
6
110 10
7
7
PM =49.969
o
补偿网络设计
6. 确定电路参数
设：
R1 =10k
1 R （ 1 2 f p 0 ) 27nF
C2 =
1 R2 = 1.8k （ C 2 2 f z1 )
f z1 3kHz f z 2 6kHz f p 0 557 Hz f p1 7.2kHz f p 2 30kHz
1 f p1 2 R 2 C1
2型补偿
抵消系统极点作用
抵消ESR零点 作用
控制系统的 穿越频率
光耦与431的配合
应保证三极管侧电流在合理范围
Ic Vdd VFB =CTR I LED R pullup
数字DC_DC开关电源环路补偿器设计
Gdl
(s)
=
1 1
+
sTd sTd
/2 /2
（3）
电源的输出电压和输入电流信号由于幅度匹配的需要，
必须经过信号调理电路处理后才能被 AD 转换器接收。ADC
的采样延迟时间已经在延迟环节里考虑，而信号调理电路和
AD 转换器的电压增益分别为 Kv和 Kad，则传递函数可以简化为：
Gad (s) = Kv Kad
D
L
Vo
T
Vdc Q
GATE DRIVE
C
RL
Rs
DPWM
ADCIN0
Digital Compensator
TMS320C2000
ADCIN2 ADCIN1
Signal Conditioning
图 1 数字控制 DC/DC 正激变换器结构图
从图 1 可以看出数字电源和模拟电源最关键的区别在于 控制环路的实现方式不同。模拟电源的反馈控制回路主要由 模拟芯片组成，输出反馈电压送入误差放大器产生误差信号， 经 PID 校正补偿后输入到 PWM 电源管理芯片，产生 PWM 驱 动信号。PID 补偿控制算法由运放、电阻、电容等搭建的模拟 电路实现，而 PWM 电源管理芯片也是模拟集成电路，通过比 较输入电压信号和三角波振荡信号来输出驱动方波。数字电 源的控制回路则完全实现了数字化，反馈电压信号经 AD 转换 为数字信号后，一切都是数字化处理，通过 DSP 芯片的内置程 序完成 PID 补偿校正和 PWM 信号调节，即数字 PID 补偿器和 DPWM 模块。
摘 要：建立了数字控制 DC/DC 开关电源闭环系统的 s 域小信号模型，采用数字重设计法针对给定的系统参数设计了数字补偿 器。应用 SISO Design Tool 仿真平台，在伯德图分析和根轨迹法的基础上设计了连续域的模拟补偿器，并进行了离散化处理。 在建立系统 s 域模型时引入了模数转换器和数字脉宽调制发生器产生的延迟效应，使补偿器的设计考虑了采样速率对系统的影 响，改善了传统离散设计的误差。基于数字重设计法构建的数字补偿器实现了对脉宽调制信号的可编程精确控制，保证了变换 器闭环工作良好的动态特性。仿真实验结果验证了所设计的数字补偿器的性能。 关键词：数字控制系统；模数转换；数字重设计法；数字补偿器；数字脉宽调制 DOI：10.3778/j.issn.1002-8331.2010.34.022 文章编号：1002-8331（2010）34-0070-04 文献标识码：Ａ 中图分类号：TM571
开关电源环路补偿概述
开关电源环路补偿概述开关电源环路补偿是为了解决开关电源输出电压波动和纹波过大的问题，以提供更稳定和可靠的输出电压。
在开关电源中，输入电流和功率是不连续的，并且有高频脉冲的纹波，这可能导致输出电压的不稳定和纹波过大。
因此，开关电源环路补偿是使用一些电路补偿技术来减小输出电压的纹波和提高稳定性。
本文将对开关电源环路补偿进行概述。
输出滤波是通过在开关电源的输出端添加滤波电容和滤波电感，来减小输出电压的纹波，并提高稳定性。
滤波电容在输出电压纹波的高频段起到降噪的作用，而滤波电感则在纹波的低频段起到降噪的作用。
通过合理选择滤波电容和滤波电感的数值以及磁芯材料的类型，可以有效地降低输出电压的纹波和提高稳定性。
控制环路补偿是通过在开关电源的控制回路中添加一些补偿电路来提高稳定性和响应速度。
控制回路是开关电源的核心部分，包括反馈电路、比较器、参考电压源等。
而控制环路补偿主要包括增益裕度补偿和相位裕度补偿两方面。
增益裕度补偿是通过在比较器的输入端添加一个相位校正网络，来减小开关电源的增益裕度，使其在变化较大的负载和输入电压范围内也能提供稳定的输出电压。
相位校正网络通常由电阻和电容构成，可以通过选择合适的数值来实现不同的补偿目的。
增益裕度补偿可以避免开关电源在负载和输入电压变化时产生过大的调节波动，提高其稳定性和可靠性。
相位裕度补偿是在开关电源的相位校正网络中添加一个相位补偿电路，来改变反馈信号和参考电压之间的相位关系，使其在整个频率范围内都能保持稳定的相位裕度。
相位裕度补偿可以通过调整相位补偿电路中的电感和电容的数值来实现。
相位裕度补偿可以使开关电源在各种工作频率下都能提供稳定的输出电压，提高其响应速度和稳定性。
总结起来，开关电源环路补偿是通过输出滤波和控制环路补偿两种技术手段来提高开关电源的输出电压稳定性和纹波特性。
输出滤波通过添加滤波电容和滤波电感来降低输出电压的纹波，而控制环路补偿通过增益裕度补偿和相位裕度补偿来提高开关电源的稳定性和响应速度。
开关电源的建模和环路补偿设计(上)
开关电源的建模和环路补偿设计（上）引言如今的电子系统变得越来越复杂，电源轨和电源数量都在不断增加。
为了实现最佳电源解决方案密度、可靠性和成本，系统设计师常常需要自己设计电源解决方案，而不是仅仅使用商用砖式电源。
设计和优化高性能开关模式电源正在成为越来越频繁、越来越具挑战性的任务。
电源环路补偿设计常常被看作是一项艰难的任务，对经验不足的电源设计师尤其如此。
在实际补偿设计中，为了调整补偿组件的值，常常需要进行无数次迭代。
对于一个复杂系统而言，这不仅耗费大量时间，而且也不够准确，因为这类系统的电源带宽和稳定性裕度可能受到几种因素的影响。
本应用指南针对开关模式电源及其环路补偿设计，说明了小信号建模的基本概念和方法。
本文以降压型转换器作为典型例子，但是这些概念也能适用于其他拓扑。
本文还介绍了用户易用的LTpowerCAD 设计工具，以减轻设计及优化负担。
确定问题一个良好设计的开关模式电源(SMPS) 必须是没有噪声的，无论从电气还是声学角度来看。
欠补偿系统可能导致运行不稳定。
不稳定电源的典型症状包括：磁性组件或陶瓷电容器产生可听噪声、开关波形中有抖动、输出电压震荡、功率FET 过热等等。
不过，除了环路稳定性，还有很多原因可能导致产生不想要的震荡。
不幸的是，对于经验不足的电源设计师而言，这些震荡在示波器上看起来完全相同。
即使对于经验丰富的工程师，有时确定引起不稳定性的原因也是很困难。
图1 显示了一个不稳定降压型电源的典型输出和开关节点波形。
调节环路补偿可能或不可能解决电源不稳定问题，因为有时震荡是由其他因素引起的，例如。
开关电源环路补偿
今天作为工程师,每天接触的是电源的设计工程师,发现不管是电源的老手,高手,新手,几乎对控制环路的设计一筹莫展,基本上靠实验.靠实验当然是可以的,但出问题时往往无从下手,在这里我想以反激电源为例子(在所有拓扑中环路是最难的,由于RHZ 的存在),大概说一下怎么计算,至少使大家在有问题时能从理论上分析出解决问题的思路.示意图:这里给出了右半平面零点的原理表示,这对用PSPICE 做仿真很有用,可以直接套用此图.递函数自己写吧,正好锻炼一下,把输出电压除以输入电压就是传递函数.bode 图可以简单的判定电路的稳定性,甚至可以确定电路的闭环响应,就向我下面的图中表示的.零,极点说明了增益和相位的变化二：单极点补偿,适用于电流型控制和工作在DCM 方式并且滤波电容的ESR 零点频率较低的电源.其主要作用原理是把控制带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180 度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿.双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和非连续方式电压型控制.三极点,双零点补偿.适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑。
C1 的主要作用是和R2 提升相位的.当然提高了低频增益.在保证稳定的情况下是越小越好. C2 增加了一个高频极点,降低开关躁声干扰.串聯C1 實質是增加一個零點,零點的作用是減小峰值時間,使系統響應加快,并且閉環越接近虛軸,這种效果越好.所以理論上講,C1 是越大越好.但要考慮,超調量和調節時間,因為零點越距离虛軸越近,閉環零點修正系數Q 越大,而Q 與超調量和調節時間成正比,所以又不能大.總之,考慮閉環零點要折衷考慮.并聯C2 實質是增加一個及點,級點的作用是增大峰值時間,使系統響應變慢.所以理論上講,C2也是越大越好.但要考慮到,當零級點彼此接近時,系統響應速度相互抵消.從這一點就可以說明,我們要及時響應的系統C1 大,至少比C2 大三：环路稳定的标准.只要在增益为1 时(0dB)整个环路的相移小于360 度,环路就是稳定的.但如果相移接近360 度,会产生两个问题:1)相移可能因为温度,负载及分布参数的变化而达到360 度而产生震荡;2)接近360 度,电源的阶跃响应(瞬时加减载)表现为强烈震荡,使输出达到稳定的时间加长,超调量增加.如下图所示具体关系.所以环路要留一定的相位裕量,如图Q=1时输出是表现最好的,所以相位裕量的最佳值为52度左右,工程上一般取45度以上.如下图所示:这里要注意一点,就是补偿放大器工作在负反馈状态,本身就有180度相移,所以留给功率部分和补偿网络的只有180度.幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的,所以设计时一般不用特别考虑.由于增益曲线为-20dB/decade时,此曲线引起的最大相移为90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整个增益曲线应该为-20dB/decade部分穿过0dB.在低于0dB带宽后,曲线最好为-40dB/decade,这样增益会迅速上升,低频部分增益很高,使电源输出的直流部分误差非常小,既电源有很好的负载和线路调整率.四,如何设计控制环路?经常主电路是根据应用要求设计的,设计时一般不会提前考虑控制环路的设计.我们的前提就是假设主功率部分已经全部设计完成,然后来探讨环路设计.环路设计一般由下面几过程组成:1)画出已知部分的频响曲线.2)根据实际要求和各限制条件确定带宽频率,既增益曲线的0dB频率.3)根据步骤2)确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点.使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线.上述过程也可利用相关软件来设计:如pspice,POWER-4-5-6.一些解释:已知部分的频响曲线是指除Kea(补偿放大器)外的所有部分的乘积,在波得图上是相加.环路带宽当然希望越高越好,但受到几方面的限制:a)香农采样定理决定了不可能大于1/2Fs;b)右半平面零点(RHZ)的影响,RHZ随输入电压,负载,电感量大小而变化,几乎无法补偿,我们只有把带宽设计的远离它,一般取其1/4-1/5;c)补偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制,及电容零点受温度影响等.所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10五,反激设计实例条件:输入85-265V交流,整流后直流100-375V输出12V/5A初级电感量370uH初级匝数:40T,次级:5T次级滤波电容1000uFX3=3000uF震荡三角波幅度.2.5V开关频率100K电流型控制时,取样电阻取0.33欧姆下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路.所有设计取样点在输出小LC前面.如果取样点在小LC后面,由于受LC谐振频率限制,带宽不能很高.1)电流型控制假设用3842,传递函数如下此图为补偿放大部分原理图.RHZ的频率为33K,为了避免其引起过多的相移,一般取带宽为其频率的1/4-1/5,我们取1/4为8K.分两种情况:A)输出电容ESR较大输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较低,这样在8K处的相位滞后比较小.Phanseangle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=--22度.另外可看到在8K处增益曲线为水平,所以可以直接用单极点补偿,这样可满足-20dB/decade 的曲线形状.省掉补偿部分的R2,C1.设Rb为5.1K,则R1=[(12-2.5)/2.5]*Rb=19.4K.8K处功率部分的增益为-20*log(1225/33)+20*log19.4=-5.7dB因为带宽8K,即8K处0dB所以8K处补偿放大器增益应为5.7dB,5.7-20*log(Fo/8)=0Fo为补偿放大器0dB增益频率Fo=1/(2*pi*R1C2)=15.42C2=1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度:180-22-90=68度输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较高,这样在8K处的相位滞后比较大. Phanseangle=arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-47度.如果还用单极点补偿,则带宽处相位裕量为180-90-47=43度.偏小.用2型补偿来提升.三个点的选取,第一个极点在原点,第一的零点一般取在带宽的1/5左右,这样在带宽处提升相位78度左右,此零点越低,相位提升越明显,但太低了就降低了低频增益,使输出调整率降低,此处我们取1.6K.第二个极点的选取一般是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起的增益升高,保证增益裕度.我们用它来抵消ESR零点,使带宽处保持-20db/10decade的形状,我们取ESR零点频率5.3K数值计算:8K处功率部分的增益为-20*log(5300/33)+20*log19.4=-18dB因为带宽8K,即最后合成增益曲线8K处0dB所以8K处补偿放大器增益应为18dB,5.3K处增益=18+20log(8/5.3)=21.6dB水平部分增益=20logR2/R1=21.6推出R2=12*R1=233Kfp2=1/2*pi*R2C2推出C2=1/(2*3.14*233K*5.4K)=127pF.fz1=1/2*pi*R2C1推出C1=1/(2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF.相位fo为LC谐振频率,注意Q值并不是用的计算值,而是经验值,因为计算的Q无法考虑LC串联回路的损耗(相当于电阻),包括电容ESR,二极管等效内阻,漏感和绕组电阻及趋附效应等.在实际电路中Q值几乎不可能大于4—5.由于输出有LC谐振,在谐振点相位变动很剧烈,会很快接近180度,所以需要用3型补偿放大器来提升相位.其零,极点放置原则是这样的,在原点有一极点来提升低频增益,在双极点处放置两个零点,这样在谐振点的相位为-90+(-90)+45+45=-90.在输出电容的ESR处放一极点,来抵消ESR的影响,在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起的高频增益上升.元件数值计算,为方便我们把3型补偿的图在重画一下.兰色为功率部分,绿色为补偿部分,红色为整个开环增益.如果相位裕量不够时,可适当把两个零点位置提前,也可把第一可极点位置放后一点.同样假设光耦CTR=1,如果用CTR大的光耦,或加有其他放大时,如同时用IC的内部运放,只需要在波得图上加一个直流增益后,再设计补偿部分即可.这时要求把IC内部运放配置为比例放大器,如果再在内部运放加补偿,就稍微麻烦一点,在图上再加一条补偿线结束. 我想大家看完后即使不会计算,出问题时也应该知道改哪里.。
开关电源环路补偿
1 2 R2C2 1 2 R1 R3 )C3
1 2 R2 C1C2 C1 C2
f p1 0
f p2
f p3
s s )(1 ) 2 f z1 2 f z 2 s s s(1 )(1 ) 2 f p 2 2 f p 3
以BUCK線路為例：LC濾波器構成的濾波網絡
LC濾波器的傳遞的函數如下
如果令
從左圖可以看出在沒 有做補償之前的帶寬 太小，在低頻的開環 增益也很小，至此引 入補償。
G( s)
Vout Vin
s 1 sC1 ( R 2 1 sC 2) i (1 ) 1 1 sC2 R2 2 f z1 1 sC1 R 2 1 sC 2 sC1C2 R2 s R1 (C1 C2 ）R1 s（ 1 ) s (1 ) C1 C2 2 f p 2
Agenda
• • • • • 引出補償 補償類型簡介 針對TypeIII补偿参数对动态响应的影响 實例分析，加深理解 總結
我們想要做怎麼樣的系統？
• 我們要保證系統能夠穩定正常工作，同時擁有 良好的動態響應，並且具有良好抗干擾能力。 • 具體體現在： 低頻以-20db/dec衰減，開環增益儘量大，這 樣有利於提高低頻增益，降低低頻紋波，開環 增益有利於降低靜態誤差。 中頻斷以-20db/dec衰減，這樣保證系統的相 位裕度，保證系統的穩定。 高頻斷以-40db/dec衰減，有利於提高系統的 抗干擾的能力。
• Type-11 Compensator 波特图
i
f z1 fz2
1 R1 (C1 C2 )
1 sC1 ( R 2 1 sC2 ) V 1 sC1 R 2 1 sC2 G ( s) out R1 ( R3 1 / sC3 ) Vin R1 R3 1 / sC3 1 (1 sC2 R2 ){1 sC3 ( R1 R3 )} sC C R (C1 C2）R1 s（ 1 1 2 2 )(1 sR3C3 ) C1 C2
开关电源环路补偿设计
开关电源环路补偿设计
开关电源是一种高效率、小体积、轻重量的电源，广泛应用于电子设备中。
然而，由于其开关频率高、电路复杂，容易产生电磁干扰和噪声，影响电子设备的正常工作。
因此，开关电源环路补偿设计显得尤为重要。
开关电源环路补偿设计的目的是通过改变电路参数，使得开关电源的输出电压稳定、纹波小、噪声低，从而提高电子设备的可靠性和稳定性。
具体来说，开关电源环路补偿设计需要考虑以下几个方面： 1. 选择合适的补偿电路
开关电源环路补偿电路有很多种，如电容补偿、电感补偿、阻抗补偿等。
不同的补偿电路适用于不同的开关电源，需要根据具体情况选择合适的补偿电路。
2. 设计合适的补偿参数
补偿电路的参数包括电容、电感、阻抗等，需要根据开关电源的工作频率、输出电压、负载电流等因素进行合理设计。
一般来说，补偿电路的参数越大，补偿效果越好，但也会增加成本和体积。
3. 优化补偿电路的布局
补偿电路的布局也会影响补偿效果。
一般来说，补偿电路应尽量靠
近开关电源的输出端，减少电路的干扰和噪声。
同时，补偿电路的布局也需要考虑电路的可靠性和安全性。
4. 调试和测试补偿效果
补偿电路设计完成后，需要进行调试和测试，以验证补偿效果是否符合要求。
一般来说，可以通过示波器、频谱分析仪等测试设备进行测试，对补偿电路进行优化和调整。
开关电源环路补偿设计是一项复杂而重要的工作，需要综合考虑电路参数、布局、测试等因素，以提高开关电源的稳定性和可靠性，保证电子设备的正常工作。
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今天
作为工程师,每天接触的是电源的设计工程师,发现不管是电源的老手,高手,新手,几乎对控制环路的设计一筹莫展,基本上靠实验.靠实验当然是可以的,但出问题时往往无从下手,在这里我想以反激电源为例子(在所有拓扑中环路是最难的,由于RHZ 的存在),大概说一下怎么计算,至少使大家在有问题时能从理论上分析出解决问题的思路.
示意图:
这里给出了右半平面零点的原理表示,这对用PSPICE 做仿真很有用,可以直接套用此图.
递函数自己写吧,正好锻炼一下,把输出电压除以输入电压就是传递函数.
bode 图可以简单的判定电路的稳定性,甚至可以确定电路的闭环响应,就向我下面的图中表示的.零,极点说明了增益和相位的变化
二：
单极点补偿,适用于电流型控制和工作在DCM 方式并且滤波电容的ESR 零点频率较低的
电源.其主要作用原理是把控制带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180 度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿.
双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和非连续方式电压型控制.
三极点,双零点补偿.适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑。
C1 的主要作用是和R2 提升相位的.当然提高了低频增益.在保证稳定的情况下是越小越好.
C2 增加了一个高频极点,降低开关躁声干扰.
串聯C1 實質是增加一個零點,零點的作用是減小峰值時間,使系統響應加快,并且閉環越接近虛軸,這种效果越好.所以理論上講,C1 是越大越好.但要考慮,超調量和調節時間,因為零點越距离虛軸越近,閉環零點修正系數Q 越大,而Q 與超調量和調節時間成正比,所以又不能大.總之,考慮閉環零點要折衷考慮.
并聯C2 實質是增加一個及點,級點的作用是增大峰值時間,使系統響應變慢.所以理論上講,C2也是越大越好.但要考慮到,當零級點彼此接近時,系統響應速度相互抵消.從這一點就可以說明,我們要及時響應的系統C1 大,至少比C2 大
三：环路稳定的标准.
只要在增益为1 时(0dB)整个环路的相移小于360 度,环路就是稳定的.
但如果相移接近360 度,会产生两个问题:1)相移可能因为温度,负载及分布参数的变化而达到360 度而产生震荡;2)接近360 度,电源的阶跃响应(瞬时加减载)表现为强烈震荡,使输出达到稳定的时间加长,超调量增加.如下图所示具体关系.
所以环路要留一定的相位裕量,如图Q=1时输出是表现最好的,所以相位裕量的最佳值为52度左右,工程上一般取45度以上.如下图所示:
这里要注意一点,就是补偿放大器工作在负反馈状态,本身就有180度相移,所以留给功率部分和补偿网络的只有180度.幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足的,所以设计时一般不用特别考虑.由于增益曲线为-20dB/decade时,此曲线引起的最大相移为90度,尚有90度裕量,所以一般最后合成的整个增益曲线应该为-20dB/decade部分穿过0dB.在低于0dB带宽后,曲线最好为-40dB/decade,这样增益会迅速上升,低频部分增益很高,使电源输出的直流部分误差非常小,既电源有很好的负载和线路调整率.
四,如何设计控制环路?
经常主电路是根据应用要求设计的,设计时一般不会提前考虑控制环路的设计.我们的前提就
是假设主功率部分已经全部设计完成,然后来探讨环路设计.环路设计一般由下面几过程组成:
1)画出已知部分的频响曲线.
2)根据实际要求和各限制条件确定带宽频率,既增益曲线的0dB频率.
3)根据步骤2)确定的带宽频率决定补偿放大器的类型和各频率点.使带宽处的曲线斜率为20dB/decade,画出整个电路的频响曲线.
上述过程也可利用相关软件来设计:如pspice,POWER-4-5-6.一些解释:
已知
部分的频响曲线是指除Kea(补偿放大器)外的所有部分的乘积,在波得图上是相加.
环路带宽当然希望越高越好,但受到几方面的限制:a)香农采样定理决定了不可能大于
1/2Fs;b)右半平面零点(RHZ)的影响,RHZ随输入电压,负载,电感量大小而变化,几乎无法补偿,我们只有把带宽设计的远离它,一般取其1/4-1/5;c)补偿放大器的带宽不是无穷大,当把环路带宽设的很高时会受到补偿放大器无法提供增益的限制,及电容零点受温度影响等.所以一般实际带宽取开关频率的1/6-1/10
五,反激设计实例
条件:输入85-265V交流,整流后直流100-375V输出12V/5A
初级电感量370uH初级匝数:40T,次级:5T
次级滤波电容1000uFX3=3000uF震荡三角波幅度.2.5V开关频率100K
电流型控制时,取样电阻取0.33欧姆
下面分电压型和峰值电流型控制来设计此电源环路.所有设计取样点在输出小LC前面.如果取样点在小LC后面,由于受LC谐振频率限制,带宽不能很高.1)电流型控制
假设用3842,传递函数如下
此图为补偿放大部分原理图.RHZ的频率为33K,为了避免其引起过多的相移,一般取带宽为其频率的1/4-1/5,我们取1/4为8K.
分两种情况:
A)输出电容ESR较大
输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较低,这样在8K处的相位滞后比较小.Phanseangle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=--22度.
另外可看到在8K处增益曲线为水平,所以可以直接用单极点补偿,这样可满足-20dB/decade的曲线形状.省掉补偿部分的R2,C1.
设Rb为5.1K,则R1=[(12-2.5)/2.5]*Rb=19.4K.
8K处功率部分的增益为-20*log(1225/33)+20*log19.4=-5.7dB因为带宽8K,即8K处0dB
所以8K处补偿放大器增益应为5.7dB,5.7-20*log(Fo/8)=0Fo为补偿放大器0dB增益频率Fo=1/(2*pi*R1C2)=15.42
C2=1/(2*pi*R1*15.42)=1/(2*3.14*19.4*15.42)=0.53nF相位裕度:180-22-90=68度
输出滤波电容的内阻比较大,自身阻容形成的零点比较高,这样在8K处的相位滞后比较大. Phanseangle=arctan(8/5.3)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-47度.
如果还用单极点补偿,则带宽处相位裕量为180-90-47=43度.偏小.用2型补偿来提升.
三个点的选取,第一个极点在原点,第一的零点一般取在带宽的1/5左右,这样在带宽处提升
相位78度左右,此零点越低,相位提升越明显,但太低了就降低了低频增益,使输出调整率降低,此处我们取1.6K.第二个极点的选取一般是用来抵消ESR零点或RHZ零点引起的增益升高,保证增益裕度.我们用它来抵消ESR零点,使带宽处保持-20db/10decade的形状,我们取ESR零点频率5.3K
数值计算:
8K处功率部分的增益为-20*log(5300/33)+20*log19.4=-18dB
因为带宽8K,即最后合成增益曲线8K处0dB
所以8K处补偿放大器增益应为18dB,5.3K处增益=18+20log(8/5.3)=21.6dB水平部分增益=20logR2/R1=21.6
推出R2=12*R1=233Kfp2=1/2*pi*R2C2
推出C2=1/(2*3.14*233K*5.4K)=127pF.fz1=1/2*pi*R2C1
推出C1=1/(2*3.14*233K*1.6K)=0.427nF.
相位
fo为LC谐振频率,注意Q值并不是用的计算值,而是经验值,因为计算的Q无法考虑LC串联回路的损耗(相当于电阻),包括电容ESR,二极管等效内阻,漏感和绕组电阻及趋附效应等.在实际电路中Q值几乎不可能大于4—5.
由于输出有LC谐振,在谐振点相位变动很剧烈,会很快接近180度,所以需要用3型补偿放大器来提升相位.其零,极点放置原则是这样的,在原点有一极点来提升低频增益,在双极点处放置两个零点,这样在谐振点的相位为-90+(-90)+45+45=-90.在输出电容的ESR处放一极点,来抵消ESR的影响,在RHZ处放一极点来抵消RHZ引起的高频增益上升.
元件数值计算,为方便我们把3型补偿的图在重画一下.
兰色为功率部分,绿色为补偿部分,红色为整个开环增益.
如果相位裕量不够时,可适当把两个零点位置提前,也可把第一可极点位置放后一点.
同样假设光耦CTR=1,如果用CTR大的光耦,或加有其他放大时,如同时用IC的内部运放,只需要在波得图上加一个直流增益后,再设计补偿部分即可.这时要求把IC内部运放配置为比
例放大器,如果再在内部运放加补偿,就稍微麻烦一点,在图上再加一条补偿线结束. 我想大家看完后即使不会计算,出问题时也应该知道改哪里.。