反激式变换器原理设计

反激式变换器原理设计与实用

1、引言 (1)

2、反激变换器工作原理 (1)

3、工作模式简述 (2)

3.1工作模式介绍 (2)

3.2两种工作模式的区别 (2)

4、反激变压器设计模板 (3)

4.1、确定设计条件 (3)

4.2磁芯的选择 (3)

4.3变压器原这匝数计算 (3)

4.4变压器副边匝数计算 (4)

4.5计算原边电感量 (4)

4.6核算磁感应强度 (4)

4.7选取导线 (4)

4.8核算核算窗口占空系数 (4)

5、反激变换器设计时注意事项 (4)

6 结论 (5)

1、引言

反激式转换器又称单端反激式或“BUCK-BOOST”转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。其优点如下：a、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；b、输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前己可实理交流输入85-265V间，无需切换而达到稳定输出的要求；c、转换效率高，损失小；d、变压器匝数比值小。

2、反激变换器工作原理

以隔离反激式转换器为例（如右图），简要说明其工作原理：当开关管VT 导通时，变压器T初级Np有电流Ip，并将能量储存于其中（E=Lp*Ip²/2）。

由于初级Np与次级Ns极性相反，此时次级输出整流二极管D反向偏压而止，无能量传送到负载。当开关管VT关断时，由楞次定律：（感应电动势E=—N Δ∮/ΔT）可知，变压器原边绕组将产生一反向电动势，此时输出整流二极管D正向导通，负载有电流Il流通。

由图可知，开关管Q导通时间Ton的大小将决定IP、Vds的幅值为Vds（max）=Vin/1-Dmax。（其中Vin:输入直流电压；Dmax：最大占空比Dmax=Ton/T）。

由此可知，想要得到低的漏极电压，必须保持低的Dmax，也就是Dmax<0.5，在实际应有中通常取Dmax=0.45，以限制Vds（max）≦2Vin。

开关管VT导通时的漏极工作电流Id，也就是原边峰值电流Ip，根据能量守恒原则即原副边安匝数相等NpIp=NsIs可导出等式：Id=Ip=Il/n。因Il=Io，故当Io一定时，匝比N的大小即决定了Id的大小。

原边峰值电流Ip也可用下面公式表示：Ip=2Po/(n*Vin*Dmax)(n转换器的效率)。推导过程如下：

∵一个工作周期内T输出功率可表示为：Po=Lp* Ip²*n/2T。

又∵输入直流电压：Vin=Lp*di/dt,设di=Ip,且1/dt=f/Dmax,

∵Vin=Lp*Ip*f/Dmax或Lp=Vin*Dmax/(Ipxf)代入Po等式中可得：Po=nVin

f Dmax Ip²/2f Ip=1/2nVinDmaxIp

∵Ip=2Po/(n*Vin*Dmax)（说明：Vin:最小值流输入电压（V）；Dmax:最大占空比；Lp：变压器初级电感（mH）；Ip：变压器原边峰值电流（A）；F：转换频率（KHZ）

由上述理论可知，转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关管耐压值与最大漏极电流，而此两项是导致天半管成本上升的关键因素，因此设计时需综合考量做取舍。

3、工作模式简述

3.1工作模式介绍

反激变换器分两种工作模式：DCM和CCM，实际工作时一般都跨越这两种工作模式。

（1）、电感电流不连续模式DCM（Discontinuous Inductor Current Mode）或称“完全能量转换”：Ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期（Ton）中都转移到输出端。

（2）、电感电流连续模式CCM（Continuous Inductor Current Mode）或称“不完全能量转换”：储存在变压器中的一部分能量在Toff末保留到下一个T

On周期的开始。

当变换器输入电压Vin在一个较大范围内发生变化，或是负载电流Il在较大范围内变化时，必然跨越这两种工作方式，因此反激式转换器要求在DCM/CCM 都能稳定工作。但在设计上是比交困难的，通常采用DCM/CCM临界状态作设计基准，并配以电流模式控制PWM的方法来设计的。

在稳定状态下，反激变压器磁通增量Δ∮在Ton时的变化必须等于在toff 时的变化，否则会造成磁芯饱和。故Δ∮=Vin*Ton/Np=Vs*Toff/Ns,即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝的伏特/秒值。

故根据变压器伏秒平衡原则，可推导出DCM/CCM工作模式下的输出电压计算公式：Vin*DT=nVo*(1-D)T

3.2两种工作模式的区别

由DCM与CCM的电流波形可以看出：DCM状态下在开关管导通期间，能量完全转移中波形具有较高的原边峰值电流，这是因主初级电感值Lp相对较低之故，使Lp急剧升高，其负面影响是增加了绕组损耗和输入滤波电容器的纹波电流，从而要求开关管必须具有高电流承载能力，方能安全工作。

在CCM工作状态中，原边峰值电流较低，但开关管在导通时有较高有漏极电流值，因此导致开关管高功率的消耗，同时为达到CCM，就需要有较高的变压器

原边电感值Lp,由于要在变压器磁芯中储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大，而其它系数是相等的。

综上所述，DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的，只是在原边峰值电流的定义有些区别（CCM时Ip=Imax-/Imin）。

4、反激变压器设计模板

4.1、确定设计条件

首先需要确定：输入电压范围，直流输出电压Vo，输出功率Po，效率n,开关频率fs，控制芯片和最大占空比Dmax；

根据设计条件，估算最低直流输入电压Vin（min）和最高直流输入电压Vin （max），对于有PFC的电路，只需考虑PFC后BUS电压即可。

计算变换功率为：Pin=Port/n

初级最大输入电流为：Ip=Pin/(Vin(min)*Dmax)

4.2磁芯的选择

选取材质：一般选取TDK的PC40、TOKIN的2500B2、SIEMENS的N67，或等同材质。查磁芯资料表可得到BSAT和BR值，工作磁密可取ΔB=2Bsat/3。

选取磁芯大小：磁芯大小的选取跟很多因素有关，例如磁芯材料特性、变压器开状、温升、工作环境、传输功率、开关频率等等。在选取了磁芯大小之后，可以根据该磁芯的资料查到磁芯有效面积Ae和窗口面积Aww。

下面给出一个可供参考的表格：（如下表所示）

计算最大导通时间ton（max）=Dmax/fs

假设作用电压是一人方波，输出电压最低时假设导通时间为最大导通时间，因此一个导通期间的伏秒值与原边匝数关系为Np=Vin(min)*Ton(max)/ ΔB*Ae 或Np=Vin(max)*Ton(max)/ ΔB*Ae保守或Np= Vin(rating) *Ton(max)/ ΔB*Ae 【设计说明】：若在开机瞬间或者瞬加负载的条件下，当输入电压较高时，电路会以宽脉冲以提供功率。这样，输入电压和脉宽都同时为最大情况下，即使只是短暂的时间，但会使变压器出理饱和而引起失控。变压器若按高输入电压、宽脉冲设计，增加原边线圈匝数可解决变压器饱和现象，但这种设计虽然可告靠，但是降低了变压器效率，而且在输入电流大的情况下，因为要求导线比较粗，很可能导致出现无法绕下的情况。一般来说，我们设计时总是偏向保守一点的，因此建议可以考虑使用额定输入电压来计算原这匝数。