一种低压低功耗带隙基准源设计(1)

第 卷 第 期 微 电 子 学 V ol. , No. 年 月 Microelectronics

收稿日期： ；定稿日期：

作者简介：彭何 (1991—)，男(汉族)，四川资阳人，硕士，研究方向为模拟集成电路设计。

一种低压低功耗带隙基准源设计

彭何 王军

（西南科技大学 信息工程学院，绵阳621000）

摘 要： 基于中芯国际130纳米COMS 工艺，设计了一种新型带曲率补偿的低压低功耗带隙基准电路。该电路根据MOS 管亚阈值区固有指数关系去补偿晶体管基极发射极电压的高阶温度特性，使得该带隙基准电路在只增加两股镜像电流下，具有低功耗、和相对较低的温漂系数。spectre 仿真表明,温度在-20℃~80℃范围内，温漂为1.3ppm/℃。电源抑制比为60dB ，输出基准电压为0.585V ，电源线性调整率为0.12％。整体电路功耗为820nW 。 关键词： 带隙基准；压阈值；低功耗；低压

中图分类号：TP433 文献标识码： A

Design of a low voltage and low power bandgap reference

PengHe ，WangJun

（School of Information Engineering ,Southwest University of Science and Technology, Mianyang 621000, P . R. China ）

Abstract ： Based on 130 nanometer COMS Technology of SMIC, A low voltage and low power consumption bandgap

reference circuit with curvature compensation was designed. The circuit according to inherent exponential relationship of MOS subthreshold region compensates higher-order temperature characteristics of transistor base emitter voltage, making the bandgap reference circuit with low power consumption, and relatively low temperature coefficient by increased only two strands of current mirror. Spectre simulation show that the temperature is in the range of -20 to 80 , and the temperature drift is 1.3ppm/℃. The power supply rejection ratio is 60dB, the output reference voltage is 0.585V , the power supply linear adjustment rate is 0.12%. The overall circuit power consumption is 820nW.

Key words ： band gap reference ;sub-threshold; low power consumption; low voltage

1 引 言

随着可穿戴电子产品，便携式充电电源的增

多，对芯片的功耗和性能提出了更苛刻的要求[8]。

在模数转换器，线性稳压器等集成电路设计中，

低温度系数、低功耗带隙基准源越来越重要。传

统低压带隙基准电路通过一阶补偿得到的温漂系数一般大于20ppm /℃，不能满足高性能系统芯

片的要求。为了提升基准源的精度，文献[4]通过增加一条支路消去V BE 的高阶温度项，使温漂系数降低到7ppm /℃。文献[5]提出了一种基于MOS 管压阈值特性的曲率补偿低压带隙基准电路，使基准温漂小于10ppm /℃。本章采用厚栅、低阈

值电压NMOS 管工作在亚阈值区作为补偿电路使得带隙基准电路温漂进一步改善。 本章第2节主要介绍一阶补偿低压带隙基准电路的工作原理；第3节着重阐述MOS 管处于压阈值区的电流模型，并利用泰勒展式分析高阶温度补偿电路；第4、5节基于130纳米COMS 工艺实现整体带隙基准电路与版图并给出仿真结果；第6节得出结论。 2 一阶补偿基准电路原理

一阶补偿带隙基准电路将具有正温度系数的ΔV BE （两个双极晶体管的基极－发射极电压之差）加权后与具有负温度系数的V BE （三极管的

基极－发射极电压）相加：

BE BE ref V V V ∆+=1α （1）

理论上得到与温度无关的带隙基准电压。

T

q E V m V V g T BE T BE /)4(-+-=∂∂

（2）

E g 为硅的带隙能量,约等于1.12eV,V T 为电压当量

约为26mV ，由（2）可知基极—发射极电压的温度系数与该电压本身的大小有关,在常温下（T≈300K ）负温度系数变化量为-1.5mV/℃。

n q

KT V V V BE BE BE ln 2

1=-=∆ （3） q 为电子电荷，K 为玻尔兹曼常数，T 为热力学温度，n 为管子个数。

)/(ln 087.0ln 0k mv n n q

k

T V BE ==∂∆∂ （4） 可知正温度系数为一定值，与参考温度无关。通

过电路产生正温度系数的电压和负温度系数的电压，并使这两个电压加权后相加得到与温度无关的基准电压。

随着芯片集成度越来越高，供电电压越来越低，如图2为低压基准电路原理图[1]，运算放大器使A 点和B 点两端电压近似相等，

图1 低压带隙基准原理图

则通过电阻R 1的电流为与绝对温度成正比的电流（PA TA ）：

n v R v v R I T BE BE ln 1

)(11211=-= （5）

电阻R 3与R 2的取值相等，则流过电阻R 3的电流

近似等于流过电阻R 2的电流[4]

3

123R V I I BE =

= （6） 由图2知m3镜像m2的电流，从而输出电压为：

）

（n V R R v R R v V T BE ref out ln 1

3334

+=

= （7） 3 曲率补偿带隙基准电路分析

传统低压带隙基准电路对负温度系数电压V BE 进行了一阶补偿，但双极晶体管的基极发射极电压不仅包含温度的一次项还包含温度的高次项式。要得到更低的温度系数必须对基极发射极电压的高次项进行补偿[2].。

T

T V T V T V T T

T V T V R

T R EB R BG R R BG EB ln

)()]()([)()(ξη-+

--

= （8） T R 为参考温度，一般为300K ，V BG (T R )为在参考温度点的能带电压V(T R )外推到T=0k 时的能带电压，约为1.17V 。V EB （T R ）为参考温度下的基极

发射极电压，η为工艺相关的常数，典型值在2～

4之间，V T =KT/q ，补偿方案是利用两个工作在亚阈值区NMOS 管的V GS 电压差产生一个近似等于V EB 中关于温度的非线性电压，并把该电压与V EB 相加，消去基极发射极电压的非线性项得到一个近似与温度成一次关系的电压。相似的补偿方法在文献[3][4]中已有提到。

2所示

图2 带曲率补偿的低压带隙基准

在与绝对温度成正比的电流产生电路中，N8，N9，

必须工作在亚阈值区。在高阶补偿电路中N0也工作在亚阈值区，且选用厚栅，低阈值电压的晶体管。供电电源为1.2V ，出于对运算放大器的输出摆幅和增益的考虑采用二级运算放大器。运放的反向输入端和正向输入端分别与A 点，B 点相连，使得两点的的电压相等。运算放大器的输出与N8，N9,N0的栅极相连。电阻R 2将补偿后的电压转换为补偿电流，通过P8得到I 2的镜像电流。同理，用P6得到I 1的镜像电流。P4-P8的宽长比相等，为减小沟道长度调制效应对电流的影响，器件长度尽量大于2um 。最终通过电阻R 3把与绝对温度成正比的电流和补偿电流相加转换