探讨适配器电源设计并结合FAN6921芯片介绍

设计进行理论计算，确定最大应力值，再根据实际测试的结果来最终选定功率器件的电压和电流等规格的参数。

电气性能调试
整个电源第一次装上元件后,可以先按功能块来分别调试，每部分功能都调试好后，再合在一起测试性能.如PFC部分，DC-DC部分，辅助电源，保护电路等。

需要测试的内容有:电源的输出电压调整率，电压纹波，电源保护功能等，检验电感是否饱和，主要开关管的最大应力和温度是否有足够余量。

安全验证
接下来，就可进行产品安全方面的测试和验证了，如电磁干扰测试，温升测试(主要开关管，电感，变压器，电容的最大工作温度是否在其规格范围内);产品安全性测试，如雷击测试，绝缘耐压测试，电源老化实验，抗静电测试等，最后还要计算整个电源的平均失效时间等;
设计流程
步骤-1: 确定系统规格
通过以上的介绍后，大家会对电源的设计步骤有了一个简单的了解。

下面用一个120W 的电源设计实例来进一步介绍设计过程，电源需求规格如下表：
项目规格
输入电压(Vin) 90~264Vac
输出功率(Pout) 120W
输出电压(Vout) 19V
输出电流(Iout) 6.3A
电压调整率<5%
平均效率>87%
功率因数(PF) >0.9
谐波<15%
安规标准IEC61000
保护要求短路，过压，过功率，过温
尺寸150x50x30 mm
散热方式自然
步骤-2: 选择电源结构
电源功率范围选择可以选择反激或半桥结构，如果成本压力大的话，用反激式DC/DC 的结构是不错的选择。

步骤-3: 选择PFC和DC/DC 芯片
因为有功率因数(简称PF)的要求，所以需要PFC芯片。

120W的电源非常适合采用电感电流临界工作模式，可选用的芯片有很多。

这里我们选用飞兆公司的FAN6961临界模式PFC 芯片。

选择DC/DC控制芯片:考虑到效率和电磁干扰及成本因素，用准谐振结构来完成直流-直流转换，可以选用飞兆的FAN6300准谐振芯片。

最近飞兆针对需要PFC的准谐振应用,推出了集成度更高的芯片FAN6921，它集成了FAN6961和FAN6300的所有功能，并增加了如输入欠压保护和过温保护，高低压输入过功率补偿等功能。

另外，在平均效率和待机功耗方面都有不错的表现。

FAN6921的外围元件总数还要比前面提到的PFC芯片FAN6961和DC-DC芯片FAN6300分开式结构要少20个左右，故在元件成本和性能方面都非常有优势。

因此，选用飞兆FAN6921最为合适。

步骤-4: 选择PFC电感和DC/DC变压器
考虑到产品尺寸不大，PFC 部分选择RM形状的磁芯，DC/DC部分选PQ形状的磁芯，这种两种形状的磁芯漏磁少，Ae值和Aw值也比较大，在效率和电磁辐射方面都有优势。

步骤-5: 设计PFC电感
计算功率因数矫正(PFC)电感和直流转换(DC/DC) 变压器规格及主要开关管整流管选择,计算前，需要预先设定几个PFC部分的参数:
项目规格
最小输出电压 (Vo_minPFC) 240V
最大输出电压 (Vo_maxPFC) 400V
最小工作频率
50KHz
(fsw_minPFC)
最低工作效率 (ηPFC) 0.94
最大输出功率 (Po_maxPFC) 156W
最高功率因数 (PF): 0.99
计算PFC最小电感量
为了减少PFC在低压输入时的损耗，可采用两段式PFC。

在90~150Vac时，PFC输出电压设置为240~260Vdc，150~264Vac时，设置为390~400Vdc。

FAN6921内部有集成这个功能选项，只需要调整Pin1管脚的电阻值，就可以达到此功能。

计算峰值和均方根电流
Irms:电感均方根电流;Bmax:最大磁感应强度;Ko:电感窗口有效使用系数;Jc:电流密度系数，根据计算的AP值在电感厂商目录里找满足尺寸和AP
0 的型号，本例选RM10: Ae:98mm2,Aw:69.5mm2 。

计算最小圈数
计算辅助绕组圈数
最后完成的PFC电感参数如图4:
计算输出电容
Vo_min2:最低保持电压,Thold输出保持时间；
选择 MOFET 和整流管
依据MOFET 的最大电流和电压，故选择飞兆产品SupreMOS: FCPF16N60NT, 16A,600V,Rds_on:0.17Ω, ID="10A"(Tac=100℃),损耗计算如下:
整流管选择FDH08H60S;损耗计算如下:
步骤-6: 设计DC/DC 变压器
确定初级MOSFET和次级二级管最大应力电压
根据PFC输出的最大电压400V和输出电压19V，先选定初级MOSFET的额定电压为650V和次级整流二极管的电压为100V，故由此计算出VQ_max和VD_max ；
本例中MOSFET和次级整流管的电压余量选用0.9，如果需要大的余量，可以将K 设为0.8或其他合适的值.不同的值会影响到MOSFET和次级整流管的最大耐压规格。

确定反射电压( VRO )和最大占空比(Don_max)
本例是用到了准谐振结构，还需要增加MOSFET的下跌时间(Tf)本例先预定为1uS，使MOSFET的开通电压到最低值，减少开关损耗和EMI干扰。

计算主电感，初级最大电流，有效值电流:
计算AP值，确定磁芯
根据计算的AP值选PQ3225: Ae:114mm2,Aw:161mm2。

计算变压器原边最小圈数
计算初次级圈数比和次级线圈数
根据ns和n，可以重新换算出初级圈数：
最后完成的变压器参数见图5 ：
选择原边主晶体管和副边整流管依据前面计算的MOSFET的最大电流选用飞兆的UniFET系列:FDPF15N65， Rds_on=0.44Ω ,ID=9.5(Tac=100℃)，
选择次级侧整流管：
考虑到整机效率,本实例选用飞兆同步整流芯片FSR510(见图6) ，它有集成了同步整流芯片和同步MOSFET (Rds_on:9mohm， Vf:100V)，周围原件只有4个.性能也非常不错。

设计线路图最后，设计出的整个线路图如下图7:
性能测试效率和调整率
. 工作效率如下图8:从图中可以看到，整个电源的平均效率在全电压范围内都有87%以上;
输出电压调整率如图8，输出电压的输入电压和输出电流变化的调整率可以在2%范围内。

功率因数和谐波
如图9， PF值在输入电压范围内都在0.9以上，输入谐波电流THD 小于15%以下，所以功因数的性能非常不错。

待机测试
输出空载时的待机功耗测试如图10,满足能源之星3.0要求: (50>W>250W，
Pin<0.5W)。

电压应力测试
如图11，开关管的最大电流和电压都在规格范围内。

设计笔记
实际调试整个电源时，需要特别注意FAN6921几个管脚功能的设置和同步整流信号的开关时序控制：
PFC 输出电压设置
PFC输出电压设置:R23，R27，R39组成分压电路(见图7)，给Pin3 INV管脚提供电压信号，让PFC输出维持到第一个电压如240V，Pin1 Range是设置PFC输出的另一个电压:400V，原理是输入电压升高时，Pin13 VIN 管脚上的电压也会上升，当高于2.1V 时，Range管脚会被拉低，这样R34和R39形成并联，PFC输出电压也就随之升高了.如果只需要单独400V的输出电压，直接取消Range脚上R34，另外R39需要调整到R34和R39并联时的数值，两个电压的计算公式如下：
PFC 欠压保护设置
PFC 欠压保护设置(Brown out):当输入电压降低时，Pin13 VIN管脚上的电压也随之降低，低
于1V时，芯片让VDD进入打嗝模式，PFC 和PWM同时停止工作，直到VDD电压重新建立和VIN管脚电压高于1V，芯片才重新正常工作;第一次上电调试时，可以先把PWM的开关管Q2取掉，单独让PFC工作正常后，再装上Q2调试PWM部分;
Pin10 (DET) 功能设置
FAN6961的Pin10 DET管脚有三个功能:
开关管的谷底检测功能，DET管脚上电压低于0.7V时，才提供导通的信号，实现低电压导通功能;
过压保护功能， DET管脚高于2.5V时，IC进入锁死保护，保护后需要关掉电源才能重新启动，建议DET管脚的正常工作电压设置到2V左右;
高低压过功率补偿功能，DET 管脚检测R15提供的电流信号IDET，输入电压越高，电流IDET就越大，过功率保护点的限制电压就越低。

所以，调整DET管脚的上偏电阻R15的数值，可以让PWM 芯片在240V和400V输入时，过功率保护点保持相同数值。

过温保护设置
Pin12 RT 管脚有两种保护功能:
使用热敏电阻时，当管脚电压低于0.8V时，持续10ms后，芯片才进入锁死保护;使用外部元件保护时，如用光耦控制此脚；使用外部元件保护时，如用光耦控制此脚，当管脚电压低于0.5V时，100us后马上进入锁死保护。

同步整流
DC/DC调试时，可以先用一个肖特基二级管替代同步整流芯片，避免由不合理的参数设置而损坏DC/DC 芯片和开关管，DC/DC调试好后，再调试同步整流。

如图12，调试时先断开同步芯片的Pin1 DET管脚，外接一个5V直流电压，此目的是预先检测同步芯片是否正常工作，再依照DET脚上的波形与初级开关管(MOSFET)的波形，调整R1，R2，R3，R4的数值，确保同步MOSFET和初级MOSFET同时导通，但关断要比初级MOSFET 提前2us左右，详细应用可以参考飞兆公司提供的参考资料AN-6085。

圈数比设置
最后讨论一下反激式DC/DC变压器的初次级匝数比n， n值的改变对整个设计的变化如下：
计算URO时也可看出，n变大，反射电压URO会上升，原边MOSFET的最大电压Vds_max也会升高，但副边整流管的最大电压Vsd_max会下降，所以n值要在原边MOSFET 和副边整流管的最大电压间做一个合适的选择。

像前面计算时，先确定了原副边元件的电压规格，再定匝数比n，根据计算出的电流数值，来选择合适的原边MOSFET和副边整流管电流规格。

图13 比较了几种MOSFET在性能和成本间的差异(数据取自飞兆网站，仅供参考)。

可以看出13A/600V 和16A/600V的价格和性能都非常接近，而13A/800V相比12A/600V，不仅价格要高，而且在Rds_on性能上，反而要差，所以最好是先定好主要开关管的电压规格，再选其电流规格，尽量不要选用高的电压规格;当然，副边整流管电压规格与电源的输出电压有一定关系，当输出电压很高时，副边整流管的电压规格就要选高一些。

总结
经过上面的介绍，电源从设计前的材料选型到模型组装和测试，再经过老化和安规实验室的验证后，设计就全部完成了.当然，考虑到不同的使用环境，还要对电源做更多的环境实验和性能验证，以确保所提供的电源产品更加可靠和安全。

参考文章
Fairchild semiconductor: Design Guidelines for Quasi-Resonant Converter using FSCQ-series Fairchild Power Switch (FPS),AN-4146,Fairchid semiconductor application note, 2005.
Fairchild semiconductor: FAN6300-Highly Integrated Quasi-Resonant PWM Controller, AN-6300,Fairchid semiconductor application note, 2008.
Fairchild semiconductor:Design of Power Factor Correction Circuit using FAN7529, AN6026, Fairchid semiconductor application note, 2008.
Secondary Synchronous Rectifier for Quasi-Resonant Controllers, AN-6085, Fairchid semiconductor application note,。