线性调频信号脉冲压缩-数字下变频程序 DDC

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数字下变频DDC的设计与FPGA实现

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现有的数字下变频实现方法有通用ＤＤＣ芯片、ＡＳＩＣ和ＦＰＧＡ等［２１。而ＦＰＧＡ在软件方面，可进行编程，在实际应用方面可以根据系统的要求，实现不同的功能并可以进行升级扩展；在硬件方面可实现稳定、高速、复杂的运算。因此在设计ＤＤＣ时往往选用ＦＰＧＡ作为首选。
引言
软件无线电技术是在上个世纪九十年代提出
软件编程在硬件上的实现，完成通信方式的转换Ⅲ 。
软件无线电有很大的优势，有优秀的兼容性，其可完
全数字化、完全可编程，在开发的过程中特别方便系
统的升级和扩充，便于实现各种技术的更新换代，缩
关键词：数字下变频；ＦＰＧＡ；ＣｌＣ滤波器；ＨＢ滤波器
ＤｅｓｉｇｎｏｆＤｉｇｉｔａｌＤｏｗｎＣｏｎｖｅｒｓｉｏｎａｎｄＦＰＧＡｉｍｐｌｅｍｅ￣ｔａｔｉｏｎ
ｔｈｅｅｎｄ，ｗｅｃａｒｒｉｅｓｏｕｔｔｈｅｄｅｓｉｇｎｏｆｔｈｅＤＤＣａｎｄｖｅｒｉｉｅｆｄｉｔｓｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｄｉｇｉｔａｌｄｏｗｎｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ；ＦＰＧＡ；ＣＩＣｉｌｆｔｅｒ；ＨＢｉｌｆｔｅｒ

软件无线电中数字下变频实现方法

前沿技术数字通信D I G I TAL COMMUN I CAT I O N /2010 2软件无线电中数字下变频实现方法收稿日期:2009 09 29苗鹏豪,杨超,李征(兰州交通大学电子与信息工程学院,兰州730070)摘要:介绍了软件无线电短波接收机中数字下变频(di g ita l down conversi on ,DDC)的基本原理和应用,以及数字下变频的一般结构。

DDC 主要是将中频信号和NCO 产生的载波信号进行混频,再经过LPF 虑除高频分量得到基带信号,从而实现下变频的功能。

分别介绍了查表法和应用CORD IC 算法实现DDC 的过程。

关键词:软件无线电;数字下变频;数字控制振荡器;查表法;CORD I CR ealization of DDC m ethod i n soft ware radi osM I AO Peng hao ,YANG Chao ,LI Zheng(Coll ege of E l ectron i cs and I n for m ation Eng i neeri ng ,Lanzhou J i aotong Un i vers i ty ,L anz hou 730070,P .R .Ch i na)Abstrac t :Th i s paper introduces the basic pr i nciple and the appli cation o f dig ital do w n conversi on (DDC)based on so ft w are rad i o and t he g eneral structure of DDC .T he si gna l of i nter m ediate frequency and the s i gna l o f ca rr i e r wave w ere m i xed up i n t he DDC ,t he m i xed s i gna l passed through lowpass filter ,and t hus the f unc ti on o f down conversi on w as i m ple m en ted .T he pape r presen ts t he l ookup table and the process o f us i ng CORD IC to rea lize DDC .K ey word s :soft w are radio ;d i g ital down conversi on (DDC);nu m erica l con tro ll ed oscillator (NCO );l ookup tab l e ;CORDIC0 引言在1992年美国远程通信系统会议上,JoeM ito la 首次正式提出了软件无线电 (soft w are defi n ed ra dio)的概念。

线性调频信号数字脉冲压缩的优化设计

线性调频信号数字脉冲压缩的优化设计
唐爱鹏;刘丽霞;倪亮
【期刊名称】《计算机仿真》
【年(卷),期】2014(31)8
【摘要】在雷达探测系统优化问题的研究中,线性调频(LFM)信号广泛应用于雷达探测系统,数字脉冲压缩是数字雷达接收机中的关键技术,脉压精度直接影响整个系统的性能.为了提高脉冲压缩的精度,提出了数字脉冲压缩的优化设计方案,首先研究了频域匹配滤波器对脉压输出序列中目标位置和弃置区的影响,然后实现了基于FPGA的高性能单精度浮点脉压处理器.仿真结果表明,频域匹配滤波器的设计至关重要,浮点脉压处理器实时性好,通用性强,信号精度高.改进方案可以灵活设置参数,具有很好的工程适应性.
【总页数】5页(P1-5)
【作者】唐爱鹏;刘丽霞;倪亮
【作者单位】北京控制与电子技术研究所,北京100038;北京控制与电子技术研究所,北京100038;北京控制与电子技术研究所,北京100038
【正文语种】中文
【中图分类】TN957
【相关文献】
1.基于TMS320C6701 DSP的线性调频信号的数字脉冲压缩 [J], 杜刚;童宁宁
2.线性调频信号数字脉冲压缩技术分析 [J], 郑力文;孙晓乐
3.线性调频信号在部分相关情况下的数字脉冲压缩分析 [J], 黄桂根;高梅国;陶青长;戴乐
4.线性调频、非线性调频及相位编码信号脉冲压缩处理研究 [J], 胡双雄;王文军
5.线性调频-伪码调相脉冲压缩信号仿真分析 [J], 蔡永俊;张红波
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雷达数字下变频后脉冲压缩原理公式(一)

雷达数字下变频后脉冲压缩原理公式(一)雷达数字下变频后脉冲压缩原理公式在雷达信号处理中，脉冲压缩是提高雷达分辨率和探测能力的重要技术。

雷达数字下变频（Digital Down Conversion，DDC）后脉冲压缩是一种常用的脉冲压缩方法，可以有效地减小脉冲宽度，提高雷达测量精度。

本文将介绍雷达数字下变频后脉冲压缩的原理公式，并通过例子进行解释说明。

原理概述雷达数字下变频后脉冲压缩原理是利用数字信号处理技术将接收到的雷达频率变化信号转换为基带信号，进而通过脉冲压缩算法实现对目标的高分辨率测量。

数字下变频后脉冲压缩主要包括两个步骤：数字下变频和脉冲压缩。

数字下变频公式在数字下变频过程中，首先需要进行频率变换，将接收到的射频信号转换为中频信号。

这个过程可以用以下公式表示：x IF(t)=x RF(t)⋅e−j2πf IF t其中，x IF(t)为中频信号，x RF(t)为射频信号，f IF为中频频率。

脉冲压缩公式在脉冲压缩过程中，我们需要对接收到的中频信号进行脉冲压缩处理。

常用的一种脉冲压缩方法是匹配滤波器法（Matched Filter）。

该方法的脉冲压缩公式为：R(t)=x IF(t)⊛p(t)其中，R(t)为脉冲压缩后的信号，⊛表示卷积运算，p(t)为匹配滤波器的冲激响应。

解释说明为了更好地理解雷达数字下变频后脉冲压缩原理公式，下面举一个例子进行解释说明。

假设我们接收到一个射频信号x RF(t)，频率为f RF=10 GHz，并经过数字下变频后得到中频信号x IF(t)，频率为f IF=1 GHz。

然后我们使用带宽为100 MHz的匹配滤波器p(t)对中频信号进行脉冲压缩处理。

根据数字下变频公式可知：x IF(t)=x RF(t)⋅e−j2πf IF t代入实际数值：x IF(t)=x RF(t)⋅e−j2π×1×109×t接下来，根据脉冲压缩公式可知：R(t)=x IF(t)⊛p(t)代入实际数值并进行卷积运算后，得到脉冲压缩后的信号R(t)。

基于AD6620的数字下变频(DDC)的频率变换器

基于AD6620的数字下变频(DDC)的频率变换器O 引言AD6620 是一个宽带中频到基带的解调器。

它的内部信号处理单元由四个串联单元组成。

分别为频率变换单元、二阶固定系数梳状滤波抽取滤波器(CIC2)单元、五阶固定系数梳状滤波抽取滤波器(CIC5)单元和一个系数可编程的RAM 系数抽取滤波器(RCF)单元。

通过串行微处理器接口可以完成对芯片的编程和控制。

AD6620 具有16 位线性比特补码输入(另加3bit 指数输入)，其单信道实数输入模式的最大输入数据速率可高达67 Msps，双信道实数输入模式与单信道复数输入模式的最大输入数据速率高达33.5 Msps。

同时，AD6620 还具有可编程抽取FIR 滤波器与增益控制功能，抽取率在2～163 84 之间可编程;输出具有并行、串行两种输出模式，并行模式为16 比特补码输出。

1 频率变换器的原理及配置实现数字下变频(DDC)的频率变换器通常由两个16 bit 乘法器和32 bit 的数控振频器(NCO)组成。

数控振荡器产生的本振信号频率的分辨率可达，并可产生的本振信号。

NCO 利用数字频率合成器(DDS)，并由频率控制字寄存器、相位控制字寄存器、相位累加器和正弦查找表组成，可以灵活地控制本振信号的振荡频率和初始相位。

这一级单元可完成对输入信号从射频(IF)到基带的频率搬移。

为了提高NCO 的杂散性能，AD6620 提供有相位抖动与幅度抖动选项。

另外，NCO 的设置包括设置NCO 频率、NCO 相位补偿和NCO 的特性以及相应寄存器的配置。

NCO 的频率可由下式计算：将计算出的NCOFREQ 转换成二进制后可写入NCO 频率编程寄存器的0x303。

NCO 相位补偿由16 位NCO 相位补偿寄存器0x304 来配置。

0x0000 表示没有相位补偿：0xFFFF 表示补偿为2p。

相位补偿寄存器允许多路NCO 的同步来产生固定和已知相位偏移的输出，一般取Ox0000。

线性调频超声信号脉冲压缩的实时实现

线性调频超声信号脉冲压缩的实时实现曹玉龙;郑政【摘要】编码脉冲在不增大发射峰值功率的前提下,通过增大时宽-带宽积显著提高超声平均发射功率,然后在接收端通过脉冲压缩恢复应有的纵向分辨力,并显著增强信噪比.利用现场可编程门阵列(field programmable gate array,FPGA)设计了一个中心频率为10 MHz的线性调频脉冲(chirp)发射和实时脉冲压缩系统,由FPGA 控制DDS(direct digital synthesizer)产生chirp信号,送入模拟乘法器与窗函数相乘,经功率放大后作为发射脉冲,回波信号送回FPGA进行脉冲压缩处理,82μs的回波数据可以在230 μs的时间里处理完毕.实验使用了中心频率10 MHZ、带宽7 MHZ、时长5μs的chirp信号.和单脉冲系统相比,在纵向分辨力没有明显损失的情况下,脉冲压缩方法使信噪比增强了12.8 dB,旁瓣抑制可以达到30.6 dB.【期刊名称】《上海理工大学学报》【年(卷),期】2015(037)003【总页数】6页(P295-300)【关键词】编码激励;解码压缩;线性调频脉冲;现场可编程门阵列【作者】曹玉龙;郑政【作者单位】上海理工大学医疗器械与食品学院,上海200093;上海理工大学医疗器械与食品学院,上海200093【正文语种】中文【中图分类】R318.04超声成像的分辨能力与超声频率成正比,但衰减也随频率的升高而增加.由于超声的发射峰值功率受到安全性的限制,因此分辨力和探测深度是一对矛盾.编码脉冲在不增大发射峰值功率的前提下,通过增大时宽-带宽积(TBP)提高平均发射功率,然后在接收端通过脉冲压缩恢复应有的纵向分辨力,这是解决上述矛盾的一个有效方法[1-8].用于脉冲压缩的编码方式有很多种,在超声成像系统中,由于存在衰减所引起的频率偏移,所以具有脊形模糊函数的线性调频脉冲(chirp)是一种理想的方式[4].本文利用现场可编程门阵列(field programmable gate array,FPGA)实现了一种中心频率为10 MHz的实时线性调频编码脉冲压缩系统.该系统的纵向分辨力和10 MHz单脉冲系统相当,但是与后者相比信噪比增加了12.8 dB,同时,旁瓣抑制可以达到30.6 dB.该系统每次发射后以50 MHz的采样率采集82μm的回波射频信号,脉冲压缩算法在230μs内完成.该系统可以满足帧频20帧/s、每帧图像200线的浅表器官B型超声波扇形扫描仪的实时性要求.传统的单脉冲激励方式中,由于超声波最大发射功率的限定,因而无法通过增加其幅值的方法度来增强激励的能量.如果发射一个编码宽脉冲,则总能量可以显著增加,同时在接收端用匹配滤波器对回波信号进行滤波,就能压缩输出一个单峰信号,如图1所示.1.1 发射脉冲线性调频脉冲信号ψ(t)表示为式中,t表示时间;j表示虚数单位;fl表示信号的起始频率;T表示脉冲宽度;B表示频带宽度.瞬时频率fi(t)是相位函数的微分,表示为很明显,在脉宽T内fi(t)线性地扫过了整个带宽B.复信号ψ(t)的实部作为激励信号η(t)加载到换能器上,则本文采用的换能器中心频率为9.76 MHz, -6 dB带宽为6.29 MHz,故线性调频激励的中心频率设置为10 MHz,带宽为7 MHz.由于本系统应用于浅表器官,为了不使探测盲区过大,脉宽T设计为5μs.1.2 压缩滤波器脉冲压缩滤波器(pulse compression filter, PCF)是一个匹配滤波器,表示为式中,h(t)是脉冲压缩滤波器的冲激响应,是激励信号的共轭、翻转并时移.脉冲压缩滤波器的输出γ(t)为式中,τ表示积分运算中代表时间的中间变量.将式(1)代入式(5),得当滤波器的输入是实际回波信号时,其数据长度远大于压缩滤波器的长度,可以利用卷积的重叠相加法来实现[9].根据卷积定理,式(5)可以变换为式中,FFT表示快速傅里叶变换;IFFT表示快速傅里叶逆变换;f表示频率.利用FFT和IFFT可以大大减小运算量,提高处理速度.由于匹配滤波器的输出在频谱上近似一个矩形,所以输出波形时域上存在较大的旁瓣,这会严重影响成像效果.为匹配滤波器加上适当的窗函数可以减小旁瓣,本文采用了切比雪夫窗(Chebyshev)[5].1.3 菲涅尔纹波及其改善矩形包络的线性调频信号在时域上两端的突变性导致其频谱上产生菲涅尔波纹,该波纹会导致远端旁瓣的产生.为此,对发射信号在时域上加窗使信号两端渐变(tapering)以削弱菲涅尔波纹,进而削弱远端旁瓣.本文采用的是占时比为0.2的图基窗(turkey)[5],波形如图2所示,纵坐标A表示电压幅度.2.1 整体构成线性调频脉冲压缩系统如图3所示.脉冲发射和压缩电路由同一个同步脉冲控制.DDS(direct digital synthesizer)在这个同步脉冲的控制下产生chirp信号,同时幅度控制电路将事先存储在ROM中的窗函数数据读出,通过DAC(数模转换器)转换为模拟信号.两路信号经过模拟乘法器相乘后得到窗函数加权的chirp信号,该信号经功放后激励超声换能器.回波信号经过BPF(带通滤波器)并经ADC(模数转换器)采样进入FPGA中.本系统采样率为50 MHz,在线性调频信号的低频端(6.5 MHz)每周期可以采集到约7.7个点,高频端(13.5 MHz)可以采集到约3.7个点.回波信号共采集4 096个点,时长82μs,对应探测深度63 mm.考虑到超声信号的动态范围,本系统采用了12 bit的ADC.2.2 脉冲压缩电路脉冲压缩电路如图4所示.图4中,u(n)表示数字回波信号,n表示离散时间点.u(n)和互相正交的两个参考信号相乘,经过FIR低通滤波器(LPF)后得到复信号x(n)= xI(n)+j xQ(n),下标I表示实部,Q表示虚部.经过处理的信号频谱下移,所以可以采用隔二取一的方法进行降采样,采样率降低为25 MHz,回波信号的数据长度缩短为2 048点.将同相项和正交项分别存在两个双口RAM中,等待压缩处理.压缩滤波器的冲击响应是通过激励波形ψ(n)变换得到的,所以可以事先计算其参数供处理时使用.按照图4中虚框内的计算步骤,将与发射脉冲相同的信号在50 MHz 的频率下抽样,得到250个点,经过和上文相同的步骤获取复数信号并降采样,得到两个125点的相互正交的信号.将它们进行时移、反转、取共轭、加窗,并进行傅里叶变换,即获得压缩滤波器的频域响应函数H(k)=HI(k)+j HQ(k),k表示离散频率点. 将降频后的回波信号均匀分割为16段, x1(n),x2(n),…,x16(n),每段128点,与压缩滤波器h(n)长度接近,分别和滤波器系数作卷积运算,则yi(n)=h(n)xi(n),其长度为252点.其中,y1(n)的后124点和y2(n)的前124点、y2(n)的后124点和y3(n)的前124点……对应相加才是该部分卷积的正确值,与其它值组合,一起构成最终的卷积结果,如图5所示.利用卷积定理将上述分段信号的卷积yi(n)= h(n)xi(n)转换到频域进行运算.先对h(n)及xi(n)补零到N点,N大于等于252,一般选取N= 2D(D为整数),故N取256.如上文所述,回波信号经过正交解调后同相项和正交项分别存在两个双口RAM中,按照每次128点的方式将两路信号读出并送入复数FFT IP核的两个输入端,经转换后获得回波信号的傅氏变换X(k)=XI(k)+j XQ(k).本系统所使用的Altera公司的FFT IP核支持4种I/O数据流结构,在速度满足的前提下,使用占用资源最少的突发类数据流结构,每次运算约8.2μs.将FFT后的结果与预先存在ROM中的压缩滤波器系数频域响应函数H(k)相乘.由于该乘法是复数乘法,故使用了4个乘法器,分别计算XI×HI,XI× HQ,XQ×HI和XQ×HQ,然后用XI×HI减去XQ× HQ,得到同相分量YI,用XI×HQ加上XQ×HI,得到正交分量YQ.上述结果进行快速傅氏反变换IFFT,得到每段的卷积结果yi(n).将分段运算的结果按上文所述的方法重组,即得到整个回波的压缩滤波结果.回波信号经过压缩滤波器之后得到的是一个复信号,包括同向分量I和正交分量Q.将I分量和Q分量分别平方,然后相加取二次方根就得到了包络信号.本设计采用流水线型的非冗余开方算法[10],其占用逻辑单元少,计算时间短,且不需要调用乘法器.3.1 实验设计本系统作为B型扫描仪的一部分,其输出是数字形式的包络信号,为便于实验,专门增加了一个数模转换器DAC,将此数字信号转换成模拟量,以便利用示波器实时观察.经模拟放大的回波信号送到示波器的另外一个通道,和处理结果同时观察.另外,还利用FPGA设计工具QUARTUS II中的SignalTap软件[11-13]抓取数据并进行离线分析.实验1以一根直径为0.08 mm金属细丝为靶目标,将换能器探头在水介质中对准靶目标,利用示波器同时观察回波及处理结果.实验2以一个有机玻璃方盒作为靶目标,将换能器垂直对准方盒的上盒壁,如图6所示,重复上述步骤.该方盒的盒壁厚度L为2.6 mm,盒壁间距为10.2 mm.3.2 结果与分析实验1的靶线回波和压缩处理结果如图7(a)和图7(b)所示.靶线回波幅度呈现明显的梭形,这是发射脉冲加权函数和超声换能器频率特性共同作用的结果.回波信号持续了5μs,和发射信号宽度相符,经过滤波后信号宽度压缩为350 ns(-6 dB),相当于10 MHz超声系统的3.5个射频周期.通过对SingnalTap获取的压缩结果进行离线分析可知,主旁瓣信噪比(signal to sidelobe noise ratio,SSNR)为30.6 dB,如图8所示.由于压缩滤波结果通过运算得到,而且DAC的输出幅度还和参考电压有关,所以在示波器上比较其与回波信号的幅度没有实际意义.为了评估压缩前后信噪比的变化,移去靶目标,在靶线回波出现的位置获取背景噪声,如图7(c)和图7(d)所示,根据式(9)计算信噪比(SNR)[14],即式中,s(t)为信号幅值;pN为噪声平均功率.压缩滤波前,信噪比为43.3 dB,压缩后变为56.1 dB,提升了12.8 dB.实验2的回波信号及压缩波形如图9所示.可以看见,在回波信号中,有机玻璃方盒盒壁的两个界面的回波是交叠在一起的,而经过脉冲压缩之后,重叠的回波被区分开来.根据超声在有机玻璃和水中的声速[15]计算得到盒壁厚度为2.9 mm,盒壁间距为10.3 mm,和实际值的误差分别为10.3%和1.0%.实验1中得到的SSNR值为30.6 dB,但是利用实验参数在Matlab中进行仿真,得到的SSNR值却为34.6 dB,比实验结果高4 dB.观察发射脉冲(图7 (a)),可以看到有明显的波形失真,而仿真是基于理想波形的,所以差距可能来自发射脉冲的不理想.实验2中盒壁厚度和盒壁间距都是依据参考资料中给出的材料声速估算出来的,和实际尺寸的误差分别为10.3%和1.0%.由于盒壁的材料是有机玻璃,而盒壁之间是水,通常不同的实验中水的成分不会有太大的差别,而有机玻璃的成分差别较大,所以盒壁厚度的误差可能是由于不同研究所采用的材料差别引起的.本文实现了基于FPGA的线性调频脉冲发射和压缩系统的设计,满足浅表器官B型超声波扇形扫描仪的实时性需求,系统结构简单,修改方便,便于参数调整.当使用更高带宽的换能器,以及追求深层信号而忽略探测盲区的时候,可以通过增大信号的时宽和带宽的方式,进一步提高信噪比[16]以及增强旁瓣的抑制[5].【相关文献】[1] Takeuchi Y.An investigation of a spread energy method for medical ultrasound systems.Part one: theory and investigation[J].Ultrasonics,1979,17(4): 175-182.[2] O’Donnell M.Coded excitation system fo r improving the penetration of real-time phased-array imaging systems[J].IEEE Transactions on Ultrasonics, Ferroelectrics,and Frequency Control,1992,39(3): 341-351.[3] Rao N A.Investigation of a pulse compression technique for medical ultrasound:a simulation study [J].Medical&Biological Engineering&Computing, 1994,32(2):181-188. [4] Misaridis T,Jensen J e of modulated excitation signals in medicalultrasound.PartⅠ:basic concepts and expected benefits[J].IEEE Transactions on Ultrasonics,Ferroelectrics,and Frequency Control, 2005,52(2):177-191.[5] Misaridis T,Jensen J e of modulated excitation signals in medicalultrasound.PartⅡ:design and performance for medical imaging applications[J]. IEEE Transactions on Ultrasonics,Ferroelectrics,and Frequency Control,2005,52(2):192-207. [6] Misaridis T,Jensen J e of modulated excitation signals in medicalultrasound.PartⅢ:high frame rate imaging[J].IEEE Transactions on Ultrasonics, Ferroelectrics,and Frequency Control,2005,52(2): 208-219.[7] Jensen J A.Fiel d:a program for simulating ultrasound systems[C]∥10th Nordic-Baltic Conference on Biomedical Medical&Biological Engineering& Computing,1996,34:351-353.[8] Behar V,Adam D.Parameter optimization of pulse compression in ultrasound imaging systems with coded excitation[J].Ultrasonics,2004,42(10):1101-1109.[9] 朱军.数字信号处理[M].合肥:合肥工业大学出版社,2009.[10] 万明康,陈国军,王大鸣.基于FPGA的开方运算实现[J].数据采集与处理,2006,21(z1):232-235.[11] 王诚.Altera FPGA CPLD设计(基础篇)[M].北京:人民邮电出版社,2005.[12] 刘可,徐伯庆,孙国强.基于FPGA的电子提花机控制系统[J].上海理工大学学报,2004,26(2):168-175.[13] 蒋念平,李伟.现场可编程门阵列实现液晶显示控制的新方法[J].上海理工大学学报,2009,31(2): 190-194.[14] 周正干,张宏宇,魏东.脉冲压缩技术在超声换能器激励接收方法中的应用[J].中国机械工程,2010,21 (17):2127-2131.[15] 冯若.超声诊断设备原理与设计[M].北京:中国医药科技出版社,1993.[16] Machado T M,Costa E T.A comparative study using both coded excitation and conventional pulses in the evaluation of signal to noise ratio sensitivity and axial resolution in ultrasonic A-mode scan[J].Revista Brasileira de Fisica Medica,2011,5(1):35-40.。

基于FPGA的DDC(数字下变频)设计与实现

The DDC based on the FPGA can show adequately the great flexible and broad adaptability of software radio．The DDC system in this paper has definite generality．
现代雷达处理的数据吞吐量基本在每秒几兆到几十兆复数字，使得雷达信号处理必须具有很高的数据处理能力以及运算速度，实时处理要求很高。如果在中频阶段能够直接对数据进行处理,在保留有用信息的基础上减少信号采样点数，可以有效的降低后续数据处理的压力；同时若能在发射时利用数字的方式提高信号采样频率，减少由于模拟器件带来的不利影响，可以提高系统可靠性和灵活性。基于此提出了本课题——数字变频器的设计。
第二章数字变频器的基本理论。本章首先阐述了数字上下变频技术的原理以及影响其性能的主要因素，其次讨论了信号采样理论、数字正交检波技术、多抽样率数字信号处理理论以及数字滤波算法等数字变频的基本理论知识，为数字上下变频技术的设计和实现做理论上的准备.
第三章数字下变频器各模块设计.这一章主要介绍了数字下变频的整体设计方案及各个功能模块的具体实现方案，包括数控振荡器、混频器、滤波器以及抽取等各模块设计方案的制定。
第四章数字下变频器设计验证和逻辑综合.阐述整个设计过程所用到的验证方法,分模块给出了RTL级设计仿真结果,并分析验证功能的正确性。接着对比并分析了整体的Matlab仿真结果和Modelsim的仿真结果.最后介绍了芯片逻辑综合的流程、优化方法以及综合策略，利用Design Compiler完成芯片的逻辑综合，并给出综合报告.
第五章结束语.对全文作总结技术正由视频阶段向中频阶段迈进,在中频阶段实现雷达信号处理数字化［］已经逐渐成为一种发展趋势。实现数字下变频这一技术与数字信号处理的理论与算法息息相关，数字信号处理技术成为设计数字变频器的关键。本章主要对数字下变频的设计理论进行讨论和分析，以便为后续的设计做准备。

基于DSP Builder 的数字下变频技术

大波形存储器的容量，造成存储资源的大量消耗。
而且还需要外挂ＲAM 来存储波形，受ＲAM 读取速
度的影响，数控振荡器的输出速率必然受到制约。
基于矢量旋转的 COＲDIC 算法的数控振荡器仅用移
位寄存器和加法器就可产生正余弦信号，不但省去
了传统 NCO 庞大的存储器资源，而且保留了一般数
{ h（ k） = 1，
k =0
0 k = ± 2，± 4，…
可以看出 HB 滤波器的冲激响应具有偶对称
性，除了零点不为零外，其余偶数点都全为零，所以
只需一半的计算量，特别适合于进行实时处理。本
文同样采用 DSP Builder 来构造，抽取因子为 2，双
通道输入，输入输出位数均为 24 位，多周期循环结
它因原理及实现结构简单和很容易实现线性相位而
在雷达、通信以及信号处理领域得到广泛应用。系
统函数为：
N －1
H（ z） ∑ = h（ n） z －n n =0
— 45 —
FIＲ滤波器的基本结构有直接型、级联型、频率抽样型、快速卷积结构、线性相位结构；其主要设计方法有窗函数法，频率取样法以及线性相位的优化设计法。HB 滤波器是 FIＲ滤波器的一种特殊结构，在抽取滤波处理中有着特别重要的位置，它特别适合实现 2 的幂次方倍抽取，计算效率高，实时性强。它的特点是： ωA = π － ωC ， δS = δP = δ 也就是说半带滤波器的阻带宽度和通带宽度是相等的，且通带阻带波纹也相等，其冲激响应：

随机信号分析课程论文雷达线性调频信号的脉冲压缩处理大学论文

雷达线性调频信号的脉冲压缩处理摘要：线性调频信号是一种大时宽带宽积信号。

线性调频信号的相位谱具有平方律特性，在脉冲压缩过程中可以获得较大的压缩比，其最大优点是所用的匹配滤波器对回波信号的多普勒频移不敏感，即可以用一个匹配滤波器处理具有不同多普勒频移的回波信号，这些都将大大简化雷达信号处理系统，而且线性调频信号有着良好的距离分辨率和径向速度分辨率。

因此线性调频信号是现代高性能雷达体制中经常采用的信号波形之一，并且与其它脉压信号相比，很容易用数字技术产生，且技术上比较成熟，因而可在工程中得到广泛的应用。

关键词：MA TLAB；线性调频；脉冲压缩；系统仿真Pulse Compression of Radar Chirp Signal Abstract：Linear frequency modulation signal is a big wide bandwidth signal which is studied and widely used. The phase of the linear frequency modulation signal spectra with square law characteristics, in pulse compression process can acquire larger compression, its biggest advantage is the use of the matched filter of the echo signal doppler frequency is not sensitive, namely can use a matched filter processing with different doppler frequency shift of the echo signal, these will greatly simplified radar signal processing system, and linear frequency modulation signal has a good range resolution and radial velocity resolution. So linear frequency modulation signal is the modern high performance radar system often used in one of the signal waveform, and compared with other pulse pressure signal, it is easy to use digital technologies to produce, and the technology of the more mature, so in engineering can be widely applied.Keywords：MA TLAB, LFM, Pulse compression, System simulation0引言雷达接收机的输入端，除了从目标反射回来的有用信号之外，还有大量的杂波和噪声。

宽带数字信号的数字下变频

因为最近在做宽带数字信号的数字下变频，所以重点看了这一方面的论文。

下文重点对IEEE 上的一篇论文Real-time wideband DDC based on parallel architecture in synthetic instrument 做了个读书笔记，并对自己在这方面的工作做了一个小结。

主要内容：这篇论文主要解决宽带数字中频信号处理过程中的一些问题，并行处理结构可以有效的降低采样率，多通道并行处理则可以有效降低处理成本。

该论文介绍了数字下变频技术，分析了多种数控振荡器导致输出相位的不同，并总结了减少信噪比的误差因素，提供了特殊工程设计的指数分布依据。

图1DDC总体结构原理：数字下变频器(D DC)是接收机A／D变换后，首先要完成的处理工作，一般的DDC 由本地振荡器(NCO)、混频器、低通滤波器和抽取器组成.主要作用：其一是把中频信号变为零中频信号；其二是降低采样率。

从频谱上看，数字下变频将A/D采样后信号从中频变换,到基带。

这样的处理由两步完成：首先是将输入信号与正交载波相乘，然后进行数字滤波滤除不需要的频率分量。

NCO，混频器，数字滤波器速率要等于采样率，采样率低于600MHz，很难实时的在FPGA中进行处理。

结构：NCO：产生正余弦序列，即I/Q两路信号。

CIC滤波器，适用于系统中的第一级抽取和进行大的抽取因子的抽取工作，并降低速率。

FIR滤波器，完成对整个信道的整形滤波。

DDC主要有三种实现途径：采用专用芯片、自制专用芯片、基于DSP或FPGA等通用芯片。

论文主体：1.并行处理结构:抽取滤波器模块通过多相滤波器结构降低采样率和实现低通滤波。

图2 DDC并行处理结构2.通过合成，所有的i I 和i Q 信号将混合成最后的I 和Q 路信号。

图3 多路信号的合成3.NCO 输出序列的相位差分析NCO 输出多路正余弦信号，各有不同的相位差，但在相位分离后有相同的采样率。

以正弦信号为例，等同于,...2,1,0),2sin()(=∙=n nT f n d s π分析此式，很容易发现多路信号间存在相位差。

线性调频信号的脉冲压缩

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线性调频信号
调频信号采样
– 过采样因子
– 1.11.4
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线性调频信号
频率和时间的不连续性
– DFT认为时域和频域序列都具有周期性和循环性，即假设每一序列是首尾相接的。 – 实际信号通常是非周期的，时域有限长序列通过截断获得，因而在截断处存在不连续性。 – 基带信号的频谱间隙位于DFT输出序列的中心，非基带信号的频谱间隙可位于任意位置，需要进行计算或估计。
线性调频信号
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线性调频信号
线性调频信号的频谱
t S ( f ) rect( ) exp j Kt 2 exp j 2 ft dt T
– *难以直接推导，可利用驻定相位原理得到简单的近似表达式。
驻定相位原理
– 相位包含二次及更高次，包络缓变 – 基本原理：信号在相位驻留点领域附近是缓变的，而在其他时间点上是捷变的，相位捷变处由于相位周期的正负部分相互抵消，故其对积分的贡献几乎为零，对积分起主要作用的部分集中在相位驻留点附近。
– 脉冲压缩的另一种解释：发射大TBP信号，经信号处理获得
TBP近似为1的sinc函数
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脉冲压缩
匹配滤波器
匹配滤波器是线性系统的最大信噪比滤波器 – 信号和噪声叠加在一起，匹配滤波使信号成分在某一瞬时出现峰值，而噪声成分受到抑制，即使输出的信噪比最大。
– 设t=tm时输出信噪比最大，信噪比表示为
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匹配滤波器的实现
频域匹配滤波器的生成方式
1. 将时间反褶后的复制脉冲取共轭，计算补零DFT
H ( f ) [h(t )]

线性调频信号脉冲压缩数字下变频程序DDC（精品）

线性调频信号脉冲压缩-数字下变频程序DDCclc;clear all;close all;B=5e6; %%信号带宽f0=30e6; %中频fs=40e6; %采样频率fs1=(20/3)*1e6; %%抽取后频率T=24.9e-6; %%时宽k=B/T;fk=127; %%做DDC时的低通滤波器的阶数fid=fopen('20090724fc1yindao4-0.dat','r');sss=fread(fid,32*4096,'int16');fclose(fid);figure(100);plot(sss);grid on;xlabel('点数');ylabel('幅度');title('32个周期信号时域波形');grid on;L=length(sss);N=4096;R=fix(L/N);for r=1:Rss(r,:)=sss((r-1)*N+1:1:r*N);endfigure(1);plot(ss(R,:));xlabel('点数');ylabel('幅度');title('信号时域波形');grid on;%%%%%%%%%%%%%%% 低通滤波器%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%ff=[0 1/8 1/4 1];aa=[1 1 0 0];b=firpm(fk,ff,aa);[h,w]=freqz(b,1,1024);% figure(2);% f=linspace(0,fs/2,1024);% plot(f/1e6,20*log10(abs(h)));xlabel('f/Mhz');ylabel('dB');title('低通滤波器的幅频响应');grid on;%%%%%%%%%%%%%%%DDC %%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%ddcs=zeros(R,N+fk);for r=1:1:Rn=-N/2:1:N/2-1;si=ss(r,:).*cos(2*pi*f0*n/fs);sq=-ss(r,:).*sin(2*pi*f0*n/fs);I=conv(si,b);Q=conv(sq,b);ddcs(r,:)=I+j*Q;endm=1:N+fk;figure(3);subplot(211);plot(m,I);xlabel('点数');ylabel('幅度');title('DDC后I路信号波形');subplot(212);plot(m,Q);xlabel('点数');ylabel('幅度');title('DDC后Q路信号波形');% figure(4);% subplot(211);plot(m,abs(ddcs(R,:)));xlabel('点数');ylabel('幅度');title('DDC后信号时域波形');grid on;% sf=fftshift(fft(ddcs(R,:),2048));% f=linspace(0,fs,2048);% subplot(212);plot(f/1e6,abs(sf));xlabel('MHz');ylabel('幅度');title('DDC后信号频谱');grid on;%%%%%%%%%%%%%%%%%%% 6倍抽取%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%% %%%PD=fix((N+fk)/6);cddcs=zeros(R,PD);for r=1:Rdd=ddcs(r,:);for pd=1:PDdd1(pd)=dd(6*pd);endcddcs(r,:)=dd1;end%%%抽取之后信号的加窗脉压%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%N1=T*fs;t=linspace(-T/2,T/2,N1);hs=exp(j*k*pi*t.^2);%%%用于未抽取信号ha=conj(fliplr(hs));P=fix(N1/6);for p=1:Phb(p)=ha(6*p); %%%%%%%%%%对匹配滤波器进行抽取endwindow=hamming(P); %%%%%%%加hamming窗chmyw=zeros(R,PD+P-1);h=hb.*window.';for r=1:Rchmyw(r,:)=conv(cddcs(r,:),h);endfigure(6);plot(20*log10(abs(chmyw(R,:))/max(abs(chmyw(R,:)))));xlabel('点数');ylabel('dB');title('抽取之后信号加窗脉压');grid on;figure(7);plot((abs(chmyw(R,:))));xlabel('点数');ylabel('幅度');title('抽取之后信号加窗脉压');grid on;。

数字下变频(DDC)中坐标变换模块的ASIC实现

数字下变频(DDC)中坐标变换模块的ASIC实现1．引言数字下变频(DDC)技术是软件无线电接收机的核心技术。

其基本功能是从输人的宽带高速数字信号中提取所需的窄带信号，将其下变频为数字基带信号，并转换成较低的数据率，以供后续的DSP作进一步的处理。

目前许多型号的DDC芯片事实上其功能己远远不只是下变频，还包括了成形滤波器、定时同步内插滤波器、重采样NCO、坐标变换、数字ACC等功能，其结构。

CORDIC(Coordinate Rotation Digital Computer)是一种迭代算法，它提供了计算三角函数和欠量求模的方法。

该算法仅利用加法和移位两种运算通过迭代方式进行矢量旋转，因此，它非常适合于硬件A-SIC实现。

本文所要阐述的就是基于CORDIC算法的数字下变频器中坐标变换模块的ASIC实现结构，该模块的主要功能是实现直角坐标系到极坐标系的变换，从而求得由I路信号和Q路信号构成的向量的幅度值和相位值，将得到的幅度信息返回给前级的数字AGC进行增益控制，还可以实现对FM信号的解调。

2．CORDIC算法与实现2.1 CORDIC算法原理CORDIC是一种迭代算法，它可以用来计算sin，cos等三角函数，计算幅值和相位等到所需的精度，CORDIC算法计算幅值和相位的原理如下：假设直角坐标系内有向量A(Xn，Yn)，向量A顺时针旋转θn后得到向量B(Xn，Yn)，。

向量A和向量B之间存在以下关系，用矩阵表示为将cosθn提出以后得到在这里我们取0i=arctan(1/2i)，所有迭代的总和为，其中Si={-1，+1}，则tanθi=Si2-i，可得上式Si中的符号决定了向量的旋转方向，当时Yi≥0，Si=1，顺时针旋转；当Yi<0时，Si=-1，逆时针旋转，式中的cosθi=cos(arctan(1/2i)，随着迭代次数的增加它收敛于一个常数，我们暂不考虑这个常数增益，这样式(2-3)就变为设总共旋转的角度为，初值为0，则，给定向量一组初值如下从上面的式子可以看出，当向量A旋转到X轴时，可以得到迭代的结果为，即可求得向量A的幅值和相位。

一种低运算量的基于DDC的GMSK解调方案

一种低运算量的基于DDC的GMSK解调方案项加林;裴昌幸【摘要】在分析GMSK常用解调方案的基础上,提出了一种基于数字下变频器件(DDC)输出相位的差分负反馈解调方案,并给出其与常用解调方案的性能仿真分析和比较.分析结果表明,该方案在保证DDC晶振稳定度的条件下性能良好.同时该方案只需要在最佳抽判时刻进行运算,大大减小了运算量,降低了对处理器的速率要求的同时也降低了功耗,特别适合于便携式跳频通信系统.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2007(030)021【总页数】4页(P1-3,8)【关键词】高斯最小移频键控;差分解调;数字下变频;判决反馈【作者】项加林;裴昌幸【作者单位】西安电子科技大学,ISN国家重点实验室,陕西,西安,710071;西安电子科技大学,ISN国家重点实验室,陕西,西安,710071【正文语种】中文【中图分类】TN7631 引言GMSK(高斯最小移频键控)其工作原理是将基带信号先经过高斯滤波器成形，再进行最小移频键控(MSK)调制(见图1)。

由于成形后的高斯脉冲包络无陡峭边沿，亦无拐点，因此其频谱特性优于MSK信号的频谱特性。

由于其较好的功率频谱特性，较优的误码性能，特别是带外辐射小，很适用于工作在跳频通信系统中。

图1 GMSK调制的原理方框图本文提出了一种基于数字下变频器件(DDC)输出GMSK相位的差分解调方案，并给出与常用解调方案的性能仿真分析和比较。

2 常用GMSK解调方案对于GMSK信号的解调，通常分为相干解调和非相干解调两种方式。

相干解调在高斯信道下有更好的误比特性能，特别适合突发模式下的GMSK信号解调。

非相干解调又可以分为差分式和鉴频式，非相干方式实现简单，且对瑞利衰落引起的随机跳频不敏感。

非相干的GMSK解调算法，由于对载波频偏和相偏有较好的鲁棒性，并且能有效降低宽带接收机的实现复杂度，因此越来越得到人们的重视。

一般的GMSK接收都采用模拟解调，信号下变频至基带后才进行数字化处理。

matlab ddc设计

matlab ddc设计MATLAB DDC设计DDC（Digital Down Conversion）是一种数字信号处理技术，主要用于无线通信系统中的基带处理。

MATLAB作为一种强大的数学计算工具，可以用于设计和实现DDC算法。

一、DDC的概念和原理DDC是指将高频信号转换为低频信号的过程。

在无线通信系统中，接收到的信号经过射频前端的放大、滤波等处理后，通过混频器和本振信号相乘，得到中频信号。

然后，通过ADC（模数转换器）将模拟信号转换为数字信号，之后经过DDC模块进行数字信号处理。

DDC主要包括频率下变（Frequency Down Conversion）、滤波（Filtering）和抽取（Decimation）三个主要步骤。

频率下变是指将中频信号通过数字混频器与数字本振信号相乘，得到基带信号。

滤波是指对频率下变后的信号进行低通滤波处理，去除高频噪声和不需要的频率分量。

抽取是指对滤波后的信号进行降采样，减少数据量，便于后续处理。

二、MATLAB中的DDC设计在MATLAB中，可以使用信号处理工具箱中的函数和工具进行DDC设计。

以下是一种常用的DDC设计流程：1. 生成信号：利用MATLAB中的函数生成模拟信号或读取实际信号数据。

2. 设计数字混频器：利用MATLAB中的函数实现数字混频器，将中频信号下变到基带频率。

3. 滤波处理：利用MATLAB中的函数设计低通滤波器，滤除不需要的频率分量和噪声。

4. 降采样：利用MATLAB中的函数对滤波后的信号进行降采样，减少数据量。

5. 后续处理：根据需求，可以对降采样后的信号进行进一步处理，如解调、解调制等。

三、MATLAB DDC设计的应用MATLAB DDC设计在无线通信系统中具有广泛的应用。

例如，在软件无线电（SDR）系统中，DDC被用于将射频信号下变到基带，然后进行数字信号处理和调制解调等操作。

同时，DDC也被应用于雷达信号处理、音频处理等领域。