3 高频功率放大电路2
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高频功率放大电路
Ic1mIcm (1 sic n co o )s sIc m1()
Icn I m cm 2 sn n in ( c n 2 o 1 )2 1 n s (s cio c ) nn o s s Icm n ()
2020/12/8
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α称为余弦电流脉冲分解系数。α0(θ)为直流分量分解系数； a1(θ)为基波分量分解系数；an(θ)为n次谐波分量分解系数。
IgcmUbm(1cos)
16
❖由傅立叶级数知识知周期性脉冲可以分解成直流、 基波 (信号频率分量)和各次谐波分量，
即： I I c 0 I c 1 m ct o I c 2 m c s2 o t I s cc nn m o t s
其中：
Ic0Icm si(1n c co o )s sIcm 0()
（3）负载电阻R∑继续增加，输出电压进一步增大，即进 入过压工作状态。动态线3就是这种情形。其波形发生发生
凹陷，是由于进入过压区后转移特性为负斜率而产生的。
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27
Ucm Ic1m Ic0
0 欠压 临界 过压 (a)
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η
PD PO
PC
0 欠压 临界 过压 (b)
28
现将三种工作状态的优缺点综合如下： 作为末级功放，要求输出足够大的功率和具有较高的效率， 显然采用临界工作状态是合理的。
❖当晶体管确定以后，Ucm与UBB、UCC、 R∑和Ubm四个 参数都有关系。
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下图所示为折线化转移特性和输出特性曲线：
动态线
ic
转移特性
UBB O
斜率 g
Uon
uBE
uBE
ic
高频功率放大器电路
h
3
3.2 谐振功率放大器的工作原理
3.2.1 基本工作原理
图3.1 高频谐振功率放大器原理电路图
h
4
设输入信号 ui Uimcost ，从图3.1(c)电路可见，晶 体管基极与发射机之间的电压为：
u B E V B B u i V B B U im co t s（3.1）
VBB本身包含正负号。晶体管集电极与发射极之间的 电压为：
（3.22）
集电极耗散功率PC等于直流功率PD与交流功率Po之差，即：
PC PDPo
（3.23）
定义集电极效率为：
CP P D o 2 1IIcC10m U VC cm C 2 1g1()
（3.24）
h
16
其中， U cm
V CC
称为集电极电压利用系数， 1 。
g1()IIcC10m01(()) 称为波形系数。
h
14
图3.5 余弦脉冲电流分解系数
h
15
3.2.3 输出功率与效率
放大器输出的交流功率等于集电极基波电流分量在负
载Re上的平均功率，即：
Po2 1Ic1U mcm2 1Ic21R me U 2c2eR m
（3.21）
电源输入的直流功率PD等于集电极直流分量IC0与VCC的乘
积，即：
PD IC0VCC
iCIC0 Icnm const n1
（3.14）
其中IC0为直流分量，Icnm为基波及各次谐波的振幅。应用 数学中求傅立叶级数的方法可以求出各个分量，它们都是
的函数。
h
11
IC0
1
2
iCdt
1
2
iCdt
1
2
第三章 高频功率放大电路
IC0=ICmα0(θ), Ic1m=ICmα1(θ), Ic2m=ICmα2(θ), …
其中α0(θ), α1(θ), α2(θ), …被称为尖顶余弦脉冲的分解系数。
波形系数 g 1( ) a1 ( ) a0 ( ) 若定义集电极电压利用系数ξ=Ucm/VCC, 可以得到集电极效率 和输出功率的另一种表达式:
串联馈电方式的优点是Lc和Cc处于高频地电位, 它们对地的 分布电容不会影响回路的谐振频率, 缺点是电容器C的动片 不能直接接地, 安装调整不方便。而并联馈电方式的优缺点 正好相反。由于Lc和Cc1不处于高频地电位, 它们对地的分布 电容直接影响回路的谐振频率, 但回路处于直流地电位, L、 C元件可接地, 故安装调整方便。
根据被放大信号的相对频带的宽窄：
2 1、窄带高频功放： f 0.7 / 为选频网络；
f 0 0.1 ；丙类，LC谐振回路
2 2、宽带高频功放： f 0.7 / 器为匹配网络。
f 0 0.3 ；甲类，传输线变压
第二节 线性高频功率放大器
A类和推挽电路形式的B类高频功放工作在线性放大状 态，其输出信号能准确复现非等幅已调输入信号的包络或 相位。 A类：常用作前级功率放大，保证信号的包络不失真； B类：常用作末级功率放大，保证输出功率和效率。
ic Ic 0 Ic1m cos w0t Ic 2 m cos 2w0t ... 1 2 I cm I cm cos w0t I cm cos 2w0t ... 2 3
在Ucm=VCC时效率最高：
1
1 I 1 2 cm 78.5% 2 1I 4 cm
VCC uCE u BE VBB U bm U Cm iC=-gd(uCE-U0) U bm VccU bm VBBU cm U onU cm gd g ,U 0 U cm U bm
其中α0(θ), α1(θ), α2(θ), …被称为尖顶余弦脉冲的分解系数。
波形系数 g 1( ) a1 ( ) a0 ( ) 若定义集电极电压利用系数ξ=Ucm/VCC, 可以得到集电极效率 和输出功率的另一种表达式:
串联馈电方式的优点是Lc和Cc处于高频地电位, 它们对地的 分布电容不会影响回路的谐振频率, 缺点是电容器C的动片 不能直接接地, 安装调整不方便。而并联馈电方式的优缺点 正好相反。由于Lc和Cc1不处于高频地电位, 它们对地的分布 电容直接影响回路的谐振频率, 但回路处于直流地电位, L、 C元件可接地, 故安装调整方便。
根据被放大信号的相对频带的宽窄：
2 1、窄带高频功放： f 0.7 / 为选频网络；
f 0 0.1 ；丙类，LC谐振回路
2 2、宽带高频功放： f 0.7 / 器为匹配网络。
f 0 0.3 ；甲类，传输线变压
第二节 线性高频功率放大器
A类和推挽电路形式的B类高频功放工作在线性放大状 态，其输出信号能准确复现非等幅已调输入信号的包络或 相位。 A类：常用作前级功率放大，保证信号的包络不失真； B类：常用作末级功率放大，保证输出功率和效率。
ic Ic 0 Ic1m cos w0t Ic 2 m cos 2w0t ... 1 2 I cm I cm cos w0t I cm cos 2w0t ... 2 3
在Ucm=VCC时效率最高：
1
1 I 1 2 cm 78.5% 2 1I 4 cm
VCC uCE u BE VBB U bm U Cm iC=-gd(uCE-U0) U bm VccU bm VBBU cm U onU cm gd g ,U 0 U cm U bm
高频电路Multisim仿真实验二 高频功率放大仿真
实验二 高频功率放大器一、高频功率放大器原理仿真，电路如图所示：(Q1选用元件Transistors 中的 BJT_NPN_VIRTUAL)图2.1 高频功率放大器原理图1、集电极电流ic（1）设输入信号的振幅为0.7V ，利用瞬态分析对高频功率放大器进行分析设置。
要设置起始时间与终止时间，和输出变量。
（2）将输入信号的振幅修改为1V ，用同样的设置，观察i c 的波形。
（提示：单击simulate 菜单中中analyses 选项下的transient analysis...命令，在弹出的对话框中设置。
在设置起始时间与终止时间不能过大，影响仿真速度。
例如设起始时间为0.03s ，终止时间设置为0.030005s 。
在output variables 页中设置输出节点变量时选择vv3#branch 即可）（3）根据原理图中的元件参数，计算负载中的选频网络的谐振频率ω0，以及该网络的品质因数Q L 。
根据各个电压值，计算此时的导通角θc 。
（提示根据余弦值查表得出）。
srad LCw /299.61012610200116120=⨯⨯⨯==-- =Cθ87.80378.0299.61263000=⨯==Lw R Q L2、线性输出（1）要求将输入信号V1的振幅调至1.414V。
注意：此时要改基极的反向偏置电压V2=1V，使功率管工作在临界状态。
同时为了提高选频能力，修改R1=30KΩ。
（2）正确连接示波器后，单击“仿真”按钮，观察输入与输出的波形；输入端波形：输出端波形:（3）读出输出电压的值并根据电路所给的参数值，计算输出功率P0，PD，ηC；输出电压：12V ；∑==RI V I P m c cm m c 21102121 0C cc D I V P = Dc P P 0=η二、 外部特性1、调谐特性，将负载选频网络中的电容C1修改为可变电容（400pF ），在电路中的输出端加一直流电流表。
当回路谐振时，记下电流表的读数，修改可变电容百分比，使回路处于失谐状态，通过示波器观察输出波形，并记下此时电流表的读数；谐振时，C=200pF ，此时电流为：-256.371输出波形为：将电容调为90%时，此时的电流为-256.389mA 。
高频功率放大电路
当负载回路处于谐振状态时，有：
ube Eb Ubm cost uce Ec Ucm cost
由以上两式可得：
ube
Eb
Ubm
EC uce U cm
(4-13)
第4章 高频功率放大电路 19
将（4-13）代入（4-12）有：
ic
gc ( Eb
Ubm
EC uce U cm
Vth )
第4章 高频功率放大电路 25
➢ 过压状态下的ic的波形如下图所示，从图中看出： 1、特性曲线与临界曲线重合 2、电流凹陷：Rp负载过大，Ucm过大，uce减小，ic随之迅速减小。
第4章 高频功率放大电路 26
四、高频功放的外部特性 外部特性：性能随放大器外部参数变化的规律。
负载电阻Rp
激励电压Ubm
1．高频功放的负载特性
偏置电压Eb Ec
负载特性: 只改变负载电阻Rp, 高频功放电流、 电压、 功率及 效率η变化的特性。
第4章 高频功率放大电路 27
下图是反映不同负载时的动态特性曲线。
ic max
Rp
ic max
Ec Eb
Rp 斜率gd 谐振放大器的工作状态由欠压 临界 过 压逐步过渡。
P0
1 2
I c1mU cm
1 2
I R 2 c1m p
1 2
U
2 cm
Rp
(4-8)
➢ 集电极损耗功率PPcc为：Pd P0
(4-9)
第4章 高频功率放大电路 13
➢ 集电极效率η为：
其中：
P0 1 Ic1m Ucm
Pd 2 Ic0 Ec
1 2 g1
(4-10)
g1
Ic1m Ic0
ube Eb Ubm cost uce Ec Ucm cost
由以上两式可得：
ube
Eb
Ubm
EC uce U cm
(4-13)
第4章 高频功率放大电路 19
将（4-13）代入（4-12）有：
ic
gc ( Eb
Ubm
EC uce U cm
Vth )
第4章 高频功率放大电路 25
➢ 过压状态下的ic的波形如下图所示，从图中看出： 1、特性曲线与临界曲线重合 2、电流凹陷：Rp负载过大，Ucm过大，uce减小，ic随之迅速减小。
第4章 高频功率放大电路 26
四、高频功放的外部特性 外部特性：性能随放大器外部参数变化的规律。
负载电阻Rp
激励电压Ubm
1．高频功放的负载特性
偏置电压Eb Ec
负载特性: 只改变负载电阻Rp, 高频功放电流、 电压、 功率及 效率η变化的特性。
第4章 高频功率放大电路 27
下图是反映不同负载时的动态特性曲线。
ic max
Rp
ic max
Ec Eb
Rp 斜率gd 谐振放大器的工作状态由欠压 临界 过 压逐步过渡。
P0
1 2
I c1mU cm
1 2
I R 2 c1m p
1 2
U
2 cm
Rp
(4-8)
➢ 集电极损耗功率PPcc为：Pd P0
(4-9)
第4章 高频功率放大电路 13
➢ 集电极效率η为：
其中：
P0 1 Ic1m Ucm
Pd 2 Ic0 Ec
1 2 g1
(4-10)
g1
Ic1m Ic0
2.4(3)高频功率放大器
MAX2611的增益和频率曲线图如下图所示。当频率小于0.5 GHz时，功率放大倍数基本维持在20 dB，即10倍左右。频率继续增加将导致功率放大倍数急剧下降，即输出功率明显下降。因此，该功率放大器适合工作在中高频段，不能工作在超高频段。
MAX2611的增益和频率曲线图
§2-4高频功率放大器
三、高频如图所示为一种遥控发射机的实用电路。其工作频率为28~29.7 MHz。电路分为两部分，由三极管V1和晶体等组成的电路是产生28~29.7 MHz载频信号的石英晶体振荡器；V2和L3、C4回路构成调谐功率放大器。T1是输人变压器，T2是输出变压器，它们的一次侧都接成并联谐振回路，并调谐在选定的载频上。T2的二次侧L4以天线回路为负载，放大的载频信号通过T2的互感作用送给天线发射出去。C1、C3、C5是高频旁路电容，R4是V2的负偏压电阻，C6是高频滤波电容。L5是天线加感线圈，调整L5的电感，可以使天线辐射功率最大。
四、典型中、高频功率放大芯片—MAX2611芯片
下面将介绍MAXIM公司出品的低噪声中、高频功率放大芯片MAX2611，它的电路简单，管脚图和内部结构图如下图所示。
MAX2611管脚图和内部结构图
其中1脚为中、高频功率放大器的输出端，2脚和4脚都是接地端。3脚为高频功率放大器的输人端。
一般来说，输出功率越大，器件的体积越大，因为高频功率放大器需要散热。放大器不是100%的效率，进人放大器的能量只有部分是以射频的信号形式输出，其余则以热量的形式散发出来。因此，必须要有大的散热面积，或者引人散热片帮助散热，这些都势必会增加它的体积。
MAX2611的增益和频率曲线图
§2-4高频功率放大器
三、高频如图所示为一种遥控发射机的实用电路。其工作频率为28~29.7 MHz。电路分为两部分，由三极管V1和晶体等组成的电路是产生28~29.7 MHz载频信号的石英晶体振荡器；V2和L3、C4回路构成调谐功率放大器。T1是输人变压器，T2是输出变压器，它们的一次侧都接成并联谐振回路，并调谐在选定的载频上。T2的二次侧L4以天线回路为负载，放大的载频信号通过T2的互感作用送给天线发射出去。C1、C3、C5是高频旁路电容，R4是V2的负偏压电阻，C6是高频滤波电容。L5是天线加感线圈，调整L5的电感，可以使天线辐射功率最大。
四、典型中、高频功率放大芯片—MAX2611芯片
下面将介绍MAXIM公司出品的低噪声中、高频功率放大芯片MAX2611，它的电路简单，管脚图和内部结构图如下图所示。
MAX2611管脚图和内部结构图
其中1脚为中、高频功率放大器的输出端，2脚和4脚都是接地端。3脚为高频功率放大器的输人端。
一般来说，输出功率越大，器件的体积越大，因为高频功率放大器需要散热。放大器不是100%的效率，进人放大器的能量只有部分是以射频的信号形式输出，其余则以热量的形式散发出来。因此，必须要有大的散热面积，或者引人散热片帮助散热，这些都势必会增加它的体积。
高频功率放大器(2)(2)
理想效率
50% 78.5% 50%＜h＜78.5% h＞78.5% 90%~100%
负载 电阻 推挽，回路 推挽 选频回路 选频回路
应用 低频 低频，高频 低频 高频 高频
谐振功率放大器通常工作于丙类工作状态，属于非线性电路
功率放大器的主要技术指标是输出功率与效率。
9
分类示意图
导通角:一个周期内 有电流流通的相角.
直流功率： Pdc=VCC Ic0
输出交流功率：Po
1 2 Vcm
Icm1
集电极效率：
Vc2m 2Rp
1 2
I
R 2
cm1 p
hc
Po Pdc
1 2
Vc
m
I
cm1
VCC Ic0
集电极电压利用系数
1 2
g1
(q
c
Vcm
)
波形系数
g1(qc )
Icm1 Ic0
VCC
25
晶体管特性曲线的理想化及其解析式
(a)甲类 class-A amplifier
(b)乙类 class-B amplifier
(c)甲乙类 class-AB amplifier
(d)丙类 class-C amplifier 10
功率放大电路的主要特点
➢输入为大信号 ➢要求输出功率尽可能大,管子工作在接近极限状
态 ➢效率要高 ➢非线性失真要小 ➢BJT的散热问题 (管子的保护)
➢谐振功率放大器的功率关系和效率
Pdc = Po PC
hc
Po Pdc
Po Po Pc
直流功率： Pdc = VCC IC 0
Pdc=直流电源供给的直流功率； Po=交流输出信号功率； Pc=集电极耗散功率；
高频功率放大器概述
P (直流电源功率 ) = Po (交流功率) PT (直流功耗)
1 P T
T 0
VCC i C dt
vi= 0
vi= V0sinω t
降低静态功耗，即减小静态电流。
《 高 频 电 子 线 路 》 （ 第 四 版 ） 张 肃 文 主 编 高 等 教 育 出 版 社
4. 分类
(a)甲类 class-A amplifier
ABQ 功率三角形
《 高 频 电 子 线 路 》 （ 第 四 版 ） 张 肃 文 主 编 高 等 教 育 出 版 社
1. 功率放大电路的主要特点 非线性(大信号) ⑵ 管子工作在接近极限状态。
《 高 频 电 子 线 路 》 （ 第 四 版 ） 张 肃 文 主 编 高 等 教 育 出 版 社
2. 要解决的问题
电流增益：
β
β+1
《 高 频 电 子 线 路 》 （ 第 四 版 ） 张 肃 文 主 编 高 等 教 育 出 版 社
1. 功率放大电路的主要特点 非线性(大信号)
⑴ 允许轻微非线性波形失真。
输出功率
Vom I om 1 Po Vom I om 2 2 2
要想Po大，应使Vom 和Iom都要大。
(b)乙类 class-B amplifier
(c)甲乙类 class-AB amplifier
(d)丙类 class-C amplifier
《 高 频 电 子 线 路 》 （ 第 四 版 ） 张 肃 文 主 编 高 等 教 育 出 版 社
5. 效率与失真矛盾的解决
丙类(C类) 放大器的效率最高，但是波形失真也最严重。
输入回路 晶体管 Tr1 T C
高频电子线路阳昌汉版第3章高频功率放大器
输入匹配网络
根据晶体管的输入阻抗和信号源阻抗，设计合适的输入匹配网络 ，实现最大功率传输和最小失真。
输出匹配网络
根据负载阻抗和晶体管的输出阻抗，设计合适的输出匹配网络，实 现最大功率传输和最小失真。
阻抗变换
采用阻抗变换技术，如L型、π型或T型网络等，实现输入、输出阻 抗与信号源、负载阻抗的匹配。
04
高频功率放大器是一种电子设备 ，用于将低频信号放大为高频信 号，并且能够输出足够的功率以 驱动负载。
作用
高频功率放大器在通信、广播、 电视、雷达、导航等领域中广泛 应用，是实现信号传输和处理的 关键部件之一。
发展历程及现状
发展历程
高频功率放大器的发展经历了电子管、晶体管、集成电路等不同的技术阶段， 随着半导体技术的不断进步，高频功率放大器的性能不断提高，体积不断缩小 。
偏置电路设计
静态工作点设置
根据晶体管的特性和工作 要求，设置合适的静态工 作点，以确保放大器在正 常工作范围内。
温度补偿
采用温度补偿电路，减小 温度变化对放大器性能的 影响。
偏置电路稳定性
采用合适的偏置电路结构 和元件参数，确保偏置电 路的稳定性，避免自激振 荡和失真等问题。
输入输出匹配网络设计
模块化设计
实现不同功能模块之间 的灵活组合和配置，提 高放大器的适应性和可 扩展性。
数字化控制
采用数字信号处理技术 对放大器进行精确控制 和管理，提高性能和稳 定性。
面临的挑战及解决思路
散热问题
高频功率放大器在工作过程中会产生大量热量，需要采取有效的散 热措施，如使用高效散热器、优化散热结构等。
线性度与效率的矛盾
宽带放大技术
宽带放大原理
01
高频电子线路第3章-高频功率放大器
中间级
输出级
特点： （1）输入信号大，一般在几百毫
伏～几伏数量级 （2）一般VBB < UBZ，发射结反偏，
保证放大器工作于丙类状态。 （3）负载为LC回路，调谐于输入信号
的中心频率，选频滤波和阻抗变换 作用。 （4）采用近似的分析方法——折线法 来分析其工作原理和工作状态。
6
三、丙类高频功率放大器的工作原理
U0 VCC Ucm cosc
故动态特性的表示形式：
iC gd (uCE U0 )
uBE UBZ
iC 0
uBE UBZ
可见动态特性为折线，而不是一条直线。
21
4.动态特性的画法
iC
(一) 截距法
（1）在输出特性的 uCE 轴上取截距为
U0 VCC Ucm cosc得B点
A
•
gd
（2）u通be过m aBx点线作于斜A率点为，则gdB的A直直线线交即为
iC
iB
+
uBE
+ uCE
–
iC
iC
•
-
gc
uc
ICM
+
• • VBB
c
UBZ
uBEc c
c
ub
Ubm
设ub Ubm cost
则uBE VBB Ubm cost,VBB U BZ
iC 为尖顶余弦脉冲 ,可用傅立叶级数展开
7
uBE
UBZ
VBB
0 c
t
iB
iBmax
iC IC0 Ic1m cost （基波）
段的动态特性，则AB-BC为总动态特性
22
(二）虚拟电流法 在uCE VCC时，iC IQ
高频功率放大器电路图
高频功率放大器电路图发布: 2011-9-8 | 作者: —— | 来源:zhouhuajun| 查看: 507次| 用户关注：利用选频网络作为负载回路的功率放大器称为谐振功率放大器，这是无线电发射机中的重要组成部分。
根据放大器电流导通角θ的范围可分为甲类、乙类、丙类及丁类等不同类型的功率放大器。
电流导通角θ愈小，放大器的效率η愈高。
如甲类功放的θ=180，效率η最高也只能达到50%，而丙类功放的θ<90º，效率η可达到80%，甲类功率放大器适合作为中间级或输出功率较小的末级功率放大器。
丙类功率放大器通常作为末级功放以获得较大的利用选频网络作为负载回路的功率放大器称为谐振功率放大器，这是无线电发射机中的重要组成部分。
根据放大器电流导通角θ的范围可分为甲类、乙类、丙类及丁类等不同类型的功率放大器。
电流导通角θ愈小，放大器的效率η愈高。
如甲类功放的θ=180，效率η最高也只能达到50%，而丙类功放的θ< 90º，效率η可达到80%，甲类功率放大器适合作为中间级或输出功率较小的末级功率放大器。
丙类功率放大器通常作为末级功放以获得较大的输出功率和较高的效率。
图3-1 高频功率放大器图3-1 为由两级功率放大器组成的高频功率放大器电路，其中VT1组成甲类功率放大器，晶体管VT2 组成丙类谐振功率放大器，这两种功率放大器的应用十分广泛，下面介绍它们的工作原理及基本关系式。
1、甲类功率放大器1）静态工作点如图3-1 所示，晶体管VT1 组成甲类功率放大器，工作在线性放大状态。
其中RB1、RB2为基极偏置电阻；RE1 为直流负反馈电阻，以稳定电路的静态工作点。
RF1为交流负反馈电阻，可以提高放大器的输入阻抗，稳定增益。
电路的静态工作点由下列关系式确定：uEQ=IEQ（RF1+RE1）≈ICQRE1 （3-1）式中，RF1 一般为几欧至几十欧。
ICQ=βIBQ （3-2）uBQ=uEQ+0.7V （3-3）uCEQ=Ucc- ICQ（RF1+RE1）（3-4）2）负载特性如图3-1 所示，甲类功率放大器的输出负载由丙类功放的输入阻抗决定,两级间通过变压器进行耦合，因此甲类功放的交流输出功率P0 可表示为：P0 = PH′/ηB （3-5）式中，PH′为输出负载上的实际功率，ηB 为变压器的传输效率，一般为ηB=0.75~0.85。
高频功率放大电路实验
课程名称：高频电子线路题目：高频功率放大电路仿真学生姓名：专业：电子信息科学与技术班级：学号：指导教师：日期： 2013 年 6 月 16 日实验九高频功率放大电路一、实验原理高频功率放大电路通常用在发射级末级功率放大电路和末前级功率放大电路中，主要对高频小信号低功率进行放大，使其达到发射功率的要求。
高频功率放大电路如图 9-1 所示，其电路特点是：晶体管工作在丙类，负载为并联谐振回路，调谐在输入信号的功率上起滤波和阻抗匹配的作用。
图 9 -1 高频功率放大电路1 、集电极电流 Ic 与输入信号之间的非线性关系晶体管工作在丙类的口的是提高功率放大电路的功率，此时晶体管的导通时间小于输入信号的半个周期。
因此，集电极电流Ic将是周期的余弦脉冲序列。
（l）当输入信号的振幅为时，利用 Mtlltisim7 仿真软件中的瞬态分析对高频功率放大电路进行分析的设置是：起始时间设置为，终止时间设置为0 . 0300055，输出变量为VV3 # branch ，瞬态分析的结果即集电极电流将是一串尖脉冲。
（2）当输入的振幅为1V 时，利用 Multisim7 仿真软件中的瞬态分析对高频功率放大电路进行分析时，设置同上，瞬态分析结果将是一串凹顶的脉冲。
2 、输入与输出信号之间的线形关系尽管由于晶体管的非线形工作，使集电极电流Ic与输入信一号之间为非线形关系，利用并联谐振回路的选频特性，使集电极电流Ic的基波分量会在回路两端产生较大的输出电压，而谐波分量所产生的输出幅度很小，可以忽略不计。
这样输出信号将与输入信号成线形关系。
利用 Multisim7 仿真软件创建如图 9-1 所示的电路图，单击“仿真”按钮，观察示波器所显示的输入与输出波形。
二、高频功率放大电路的外部特性高频功率放大电路的外部特性是判断、调整其工作状态的依据，主要包括：调谐特性、负载特性、振幅特性、和调制特性。
图 9-2 谐振放大器的调谐特性1 、调谐特性调谐特性是指在 R1 、Vbm、Vbb、Vcc不变的条件下，高频功率放大电路的Ic0、Ie0 、Vcm等变量的关系，如图 9 -2 所示。
《通信电路》沈伟慈(第三版)第3章
图 3.2.3 丙类状态转移特性分析
2013-7-12 12
第3章 高频功率放大电路
uBE=UBB+ub =UBB+Ubmcosω0t (3.2.1)
由图3.2.3可以得到集电极电流iC的分段表达式： iC iC=g(uBE-Uon) 0 uBE≥Uon uBE＜Uon (3.2.6) 如果将输入信号在一个周期内的导通情况用 对应的导通角度2θ来表示, 则称θ为导通角。可见, 0°≤θ≤180°。 在放大区, 将式(3.2.1)代入式(3.2.6), 可以得到
第3章 高频功率放大电路
第3章 高频功率放大电路
３.１ 概述 ３.２ 丙类谐振功率放大电路 ３.３ 宽带高频功率放大电路与功率合成电路 ３.４ 集成高频功率放大电路及应用简介 ３.５ 章末小结
2013-7-12
1
第3章 高频功率放大电路
３.１ 概述
与低频功率放大电路一样, 输出功率、效率和非线性失真 同样是高频功率放大电路的三个最主要的技术指标。不言而喻, 安全工作仍然是首先必须考虑的问题。 在通信系统中, 高频功率放大电路用于对高频已调波信号 进行功率放大, 然后经天线将其辐射到空间, 所以要求输出功率 很大。从节省能量的角度考虑, 高频功放常采用效率较高的丙类 工作状态, 即晶体管集电极电流导通时间小于输入信号半个周期 的工作状态。 同时, 为了滤除丙类工作时产生的众多高次谐波分 量, 采用LC谐振回路作为选频网络, 故称为丙类谐振功率放大电 路。
基波
=UCC-Ic1mRΣcosω0t =UCC-Ucmcosω0t (3.2.2)
Icm= Ic0+ Ic1m+Ic2m+···
2013-7-12 5
高频电子线路第三章高频功率放大器(上课)
(d)丙类 class-C amplifier
3.要解决的问题 提高输出功率 提高效率 管子的保护 减小失真（线性度）
C
输出功率 直流电源提供的直流功
率
=
Po = P
Po Po PC
P (直流电源功率 ) = Po (交流功率 ) PC (直流功耗 )
4. 效率与失真矛盾的解决
小信号谐振放大器与丙类谐振功率放大器的区别之处在于：
工作状态分别为小信号甲类与大信号丙类。因此，采用负电源
作基极偏置。
失真
iC 转移
iC
特性
VBB
理想化
t
- qc
o V BZ
vbe - qc 0 +qc
+ q0c
v be
V bm
t
v BE VBB Vbm cost
E
图 高频功率放大器的 基本电路
iC cost cosqc
iCm a x
1 cosqc
iC Ic0 Icm1 cost Icm2 cos2t Icmn cosnt
由傅里叶级数求系数，得
IC0
1 2π
qqcciCdt iCmax0 (qc )
图3.3.3 尖顶余弦脉冲
qc
g1(qc )
Icm1 Ic0
1(qc ) 0 (qc )
g1
(q
c
)
qc cosqc sinqc qc
s in q cosq
c c
下面分析基波分量Ic1m、集电极效率η c和输出功率Po随通角 qc变化的情况，从而选择合适的工作状态。
0
高频电子线路第三章高频功率放大器全解
其中
U bm gd g U cm
U CCU bm U BBU cm U onU cm U0 U bm
由图（3.2.5）可以写出斜率值gd的另一种形式：
I Cm gd U cm (1 cos )
因为
I c1m I Cm1 ( )
R
U cm I c1m
所以
1 Rd 1 ( )(1 cos ) R gd
思考2：高频功放和低频功放的异同点？
相同点： 都是功率放大，追求的 目标都是高效、大功率。 不同点： 1、负载不同。 2、频率（频带）不同。
3.1 概述
1.什么叫功率放大电路？(《模拟电路》) 在实用电路中，往往要求放大电路的末级（即输出级） 输出一定功率，以驱动负载。能够向负载提供足够信号 功率的放大电路称为功率放大电路，简称功放。
功放实质上是一个能量转换器，把电源供给的直流能量 转化为交流能量。同时必然存在一定的能量损耗。
功放既不是单纯追求输出高电压，也不是单纯追求输出 大电流，而是追求在电源（直流）电压确定的情况下， 输出尽可能大的功率。 主要类型：甲类、乙类、甲乙类、丙类等。 主要指标:输出功率Po 、效率η
2. 高频（谐振）功率放大器
iC
iC=g(uBE-Uon) 0
uBE≥Uon uBE＜Uon
﹡如果将输入信号在一个周期内的导通情况用对应的导通角度
2θ来表示, 则称θ为半通角，且 0°≤θ≤180°。
﹡晶体管内部特性(也叫转移特性)：
iC=g(UBB+Ubmcosωt-Uon)
(3.2.7)
当ωt=θ时, iC=0，可得到导通角计算式:
0
u CE
U bm gd g U cm
U CCU bm U BBU cm U onU cm U0 U bm
由图（3.2.5）可以写出斜率值gd的另一种形式：
I Cm gd U cm (1 cos )
因为
I c1m I Cm1 ( )
R
U cm I c1m
所以
1 Rd 1 ( )(1 cos ) R gd
思考2：高频功放和低频功放的异同点？
相同点： 都是功率放大，追求的 目标都是高效、大功率。 不同点： 1、负载不同。 2、频率（频带）不同。
3.1 概述
1.什么叫功率放大电路？(《模拟电路》) 在实用电路中，往往要求放大电路的末级（即输出级） 输出一定功率，以驱动负载。能够向负载提供足够信号 功率的放大电路称为功率放大电路，简称功放。
功放实质上是一个能量转换器，把电源供给的直流能量 转化为交流能量。同时必然存在一定的能量损耗。
功放既不是单纯追求输出高电压，也不是单纯追求输出 大电流，而是追求在电源（直流）电压确定的情况下， 输出尽可能大的功率。 主要类型：甲类、乙类、甲乙类、丙类等。 主要指标:输出功率Po 、效率η
2. 高频（谐振）功率放大器
iC
iC=g(uBE-Uon) 0
uBE≥Uon uBE＜Uon
﹡如果将输入信号在一个周期内的导通情况用对应的导通角度
2θ来表示, 则称θ为半通角，且 0°≤θ≤180°。
﹡晶体管内部特性(也叫转移特性)：
iC=g(UBB+Ubmcosωt-Uon)
(3.2.7)
当ωt=θ时, iC=0，可得到导通角计算式:
0
u CE
高频功率放大器的电路组成及倍频器
根据直流电源连接方式的不同， 可分为： 根据直流电源连接方式的不同 ， 可分为 ：
串联馈电线路：直流电源、匹配网络和晶体管三者形成串 串联馈电线路： 直流电源、 联连接的方式。 联连接的方式。 并联馈电线路：直流电源、 并联馈电线路： 直流电源、匹配网络和晶体管三者形成并 联连接的方式。 联连接的方式。
§2.4晶体管倍频器 晶体管倍频器
即 ： I cn = α n (θ c )i c max 在作倍频器应用时，为使输出最大， 在作倍频器应用时，为使输出最大，一般应选择使αn (θc ) 为最大 值的导通角，而此最佳导通角为： 值的导通角，而此最佳导通角为： 0 120 0 n = 2 ,θ c = 60 , θ = n n = 3 ,θ c = 40 0
③ 不 晶 路
应短路。
ICn
ic 应 体 。
的 高 次 谐 波 分 量 I Cn 消 耗 功 率 ， 因 此 I Cn 对 管 外 的 电 路 应 尽 可 能 短
பைடு நூலகம்
2.3.5高频功率放大器的电路组成 高频功率放大器的电路组成
（ 2） 常用的集电极串馈和并馈电路如下图所示 ： ） 常用的集电极串馈和并馈电路如下图所示：
在实际应用中， 由于基极馈电电路中采用单独电源 UBB 不方便， 不方便， 在实际应用中， 通常采用自给偏压的方式提供基极偏置。 通常采用自给偏压的方式提供基极偏置。
IBO VBB
+
Ieo IBO + VBB
-
二 高频功放的耦合回路
高频功放都要采用一定的耦合回路， 高频功放都要采用一定的耦合回路，以使输出功率能有效地传 输到负载（下级输入回路或天线回路） 一般说来， ，一般说来 输到负载（下级输入回路或天线回路） 一般说来，放大器与负载 ， 之间的耦合可采用下图所示的四端网络来表示。 之间的耦合可采用下图所示的四端网络来表示。这个四端网络应完 成的任务是： 成的任务是：
串联馈电线路：直流电源、匹配网络和晶体管三者形成串 串联馈电线路： 直流电源、 联连接的方式。 联连接的方式。 并联馈电线路：直流电源、 并联馈电线路： 直流电源、匹配网络和晶体管三者形成并 联连接的方式。 联连接的方式。
§2.4晶体管倍频器 晶体管倍频器
即 ： I cn = α n (θ c )i c max 在作倍频器应用时，为使输出最大， 在作倍频器应用时，为使输出最大，一般应选择使αn (θc ) 为最大 值的导通角，而此最佳导通角为： 值的导通角，而此最佳导通角为： 0 120 0 n = 2 ,θ c = 60 , θ = n n = 3 ,θ c = 40 0
③ 不 晶 路
应短路。
ICn
ic 应 体 。
的 高 次 谐 波 分 量 I Cn 消 耗 功 率 ， 因 此 I Cn 对 管 外 的 电 路 应 尽 可 能 短
பைடு நூலகம்
2.3.5高频功率放大器的电路组成 高频功率放大器的电路组成
（ 2） 常用的集电极串馈和并馈电路如下图所示 ： ） 常用的集电极串馈和并馈电路如下图所示：
在实际应用中， 由于基极馈电电路中采用单独电源 UBB 不方便， 不方便， 在实际应用中， 通常采用自给偏压的方式提供基极偏置。 通常采用自给偏压的方式提供基极偏置。
IBO VBB
+
Ieo IBO + VBB
-
二 高频功放的耦合回路
高频功放都要采用一定的耦合回路， 高频功放都要采用一定的耦合回路，以使输出功率能有效地传 输到负载（下级输入回路或天线回路） 一般说来， ，一般说来 输到负载（下级输入回路或天线回路） 一般说来，放大器与负载 ， 之间的耦合可采用下图所示的四端网络来表示。 之间的耦合可采用下图所示的四端网络来表示。这个四端网络应完 成的任务是： 成的任务是：
第三章高频功率放大器要点
3.3丙类谐振功率放大器工作状态的分析
3.3.1晶体管的集电极动态特性
1.动态特性 2.晶体管输出特性的折线化
3.动态特性的作法
(1) 写出 和 表达式
(2) 作出动态特性
(3) 画出波形
(4) 根据图进行讨论
3.3.2 高频功率放大器的负载特性
(1) 负载特性
(2) 对 ic 波形的影响
第三章 高频功率放大器
概述 高频功率放大器的工作原理 丙类谐振功率放大器工作状态的分析 调谐功率放大器的组成
3.1 概述
3.2高频功率放大器的工作原理
3.2.1高频调谐功率放大器特点
从电压、电流波形上看，丙类工作 状态为什么效率高？
3.2.2 工作原理
3.2.3 输出功率和效率的计算
(3) 讨论
3.3.3 各级电压对工作状态的影响
过压
临界 欠压
过压
临界 欠压
3.4 谐调功率放大器的电路组成
3.4.1谐调功率放大器的馈电线路
ห้องสมุดไป่ตู้
3.4 丁类功率放大器简介
第三章 高频功率放大器
∴
A 'B 段的电压：
u A' B Vcc U c cos （Vcc - U c） u A' B Vcc U c cos Vcc U c U c (1 cos )
Rd
VA' B I cM
U c (1 cos ) I c1 R p (1 cos ) （I c1R p：谐振基波电压） I cM I cM I c1 ） I cM
开启电压
晶体管输入特性曲线
大于VbZ ,导通 小于VbZ,截止
一个周期中，只有( –θ,θ ) 是导 通的，所以ib 是一串尖顶余弦脉 冲，以 IbM 为高度，以 2θ为宽 度，以T为周期。 2θ 称为导通角， θ称为截止角（截止起点）。由 于 2 , 2 ，认为是工作 在丙类状态。
上式中：
gd g
V U Vbb U c Vbz U c Vo cc b Ub
输送到负载上去。
作图法求负载线：
方法：求二点就可以做直线：（或用一点和斜率）
①取 t 0 : ②取t 2 :
ube Vbb uce Vcc
ube Vbb U b U be max uce Vcc U c U cemin
I c1 1 () I cM ① 90 180 时， 1 ( ) 大。在θ ＝120∘时， 1 ( ) 最大， 也达到最大值，集电极输出功率达到最大值，因而高频功放最好 工作在甲乙类。但这时集电极效率低，所以还是选θ ＝70∘
2 ( ) 最大，I () I 最大，可以用来实现二倍频。 ②θ ＝60∘时， c2 2 cM 3 ( ) 最大，I c 3 3 () I cM 最大，可以用来实现三倍频。 ③θ ＝45∘时，
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2010年10月31日星期 日
21
3.3 宽带高频功率放大电路与功率合成电路
窄带高频功率放大器 适用于固定频率或频率变化范围较小的高频设备 一般工作在丙类状态 宽带高频功率放大器 适用于频率相对变化范围较大的短波、超短波的高频设备 工作在甲类、甲乙类
2010年10月31日星期 日
22
一．普通变压器不能在较宽频带内工作的原因 以高频变压器为负载的放大器其最高工作频率可达几百 千赫至十几兆赫，但当工作频率更高时，由于普通变压器的 线圈漏感和匝间分布电容的作用，其输出功率将急剧下降。
设Q2＝5，由式（1.1.39）、式（1.1.40）式（1.1.41）可求得
Re 182, Q1 1.625 1 1 C1 11.2 pF 6 2f 0Q1R1 2 175 10 1.625 50 Q2 R2 57 L1 0.032 H 6 2f 0 2 175 10 Q2 Q1 5 1.625 C2 16.9 pF 6 2f 0 Re 2 175 10 182
B CC1
C ＋ uC － A CC （a）串馈
2010年10月31日星期 日
L
C Lc ＋ uC －
L
C
Lc UCC
CC2 UCC （b）并馈
6
2．基极馈电电路
利用基极电流的直流分量 即 基 极 偏 置 电 阻 Rb 上 产 生 所需要的偏置电压UBB
C L’ Rb
（a）
2010年10月31日星期 日
2
直 流 Ic0 是 产 生 直 流 功 率 的； Ic0 由 UCC 经过管外电路提 供给集电极，应该是除了晶体 管的内阻外，没有其它电阻消 耗能量。
（a ） VCC IC0
2010年10月31日星期 日
3
高频基波分量 Ic1m应通 过负载电路，以产生所 需要的高频输出功率。
IC1m C L
L’ Re Ce
优点是可以自动维持放 大器的工作稳定。
（c）
例4
2010年10月31日星期 日
9
例3.4
分析图例3.2.14所示工作频率为175 MHz的两级谐
振功率放大电路的组成及元器件参数。
图3.2.14 例3.4图
解： 两级功放的输入馈电方式均为自给负偏压, 输出馈电方 式均为并馈。 此 电 路 输 入 功 率 Pi=1W, 输 出 功 率 Po=12W, 信 号 源 阻 抗 Rs=50Ω, 负载RL=50Ω。其中第一级输出功率Po1=4W, 电源电压 UCC=135 V。 两级功放管分别采用3DA21A和3DA22A, 均工作在临界状态, 饱和压降分别为1V和15V。各项指标满足安全工作条件。 可以 计算出各级回路等效总阻抗分别应该为
7
利 用 基 极 电 流 在 基 极扩散电阻 rbb’ 上产生 所需要的UBB
rbb’
优点是简单、元件用得少
L’
缺点是数值较小且不够稳 定，因而一般只在需要小的 UBB2010 时才采用这种电路。 年10月31日星期
日
（b ）
8
利用发射极电流的直流分 量Ic0在发射极偏置电阻Re上 产生所需要的UBB
Ic1m只应在负载回路产生电 压降，其余的部分对于Ic1m来 说，都应该是短路的。
（ b）
2010年10月31日星期 日
4
外电路对高次谐波Ic1m尽可能接近短路
ICnm
（c）
2010年10月31日星期 日
5
要满足以上几条原则，可以采用串联馈电与并联馈电两种 电路，简称串馈与并馈。 串馈，将电子器件、负载回路和电源三部分是串联起来。 并馈，将电子器件、负载回路和电源三部分并联起来
图 3.2.15 微带线结构和符号
五．匹配网络 高频功率放大器中都采用一定形式的回路，以使它的输出功率 能有效地传输到负载。一般来说，放大器与负载之间所用的回 路可以用图所示的四端网络来表示。
输 入 Rs 匹 配 Rs’ Ri Vs 网 络
2010年10月31日星期 日
输 出 RL’ 匹 配 网 络 放大器的匹配网络 RL
第三章 高频功率放大电路 主要内容： 3.1 概述 3.2 丙类谐振功率放大电路 3.3 宽带高频功率放大电路与功率合成电路 小结
2010年10月31日星期 日
1
四、直流馈电线路与匹配网络 1．集电极馈电电路
对于集电极电路，由于其电流是脉冲形状，包含各种频率 成分，电路的组成原则是：
2010年10月31日星期 日
2010年10月31日星期 日
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1：n ＋ RS RL Uo
RS
r1
LS1
LS2r2LFra bibliotekCRL’
US （a）原理图
－ US
（b）等效电路图
L、LS1、r1是变压器初级绕组的电感量、漏感和损耗电阻； LS2、r2是折合到初级后次级绕组的漏感和损耗电阻；C是变压 器等效分布电容，它是变压器各分布电容折合到初级后的总和。 RL‘是折合到初级后的等效负载电阻；US、RS是信号源电压及其 内阻。 2010年10月31日星期
C2
C4
C6
(前级输出电阻)
UCC
滤波、 匹配
集电极 馈电
基极 馈电
滤波、 匹配
2010年10月31日星期 日
12
2 2 U cm ( 13 . 5 1 . 5 ) 2 R 2 6 2 Po 2 12
由于3DA21A和3DA22A的输入阻抗分别为R2=7Ω和R4=5Ω, 因此Rs≠R2, RΣ1 ≠R4, RΣ2≠RL, 即不满足匹配条件, 所以在信号 源与第一级放大器之间、第一级放大器与第二级放大器之间分 别加入T型选频匹配网络(C1、C2、L1和C3、C4、L2), 在第二级放 大器与负载之间加入倒L型选频匹配网络(C5、L3、C6)。 三个选 频匹配网络在175MHz工作频率点的输入阻抗分别是R1、R3和R5。 且有R1=RS=50Ω,R3= RΣ1=20Ω,R5= RΣ2= 6Ω。
2010年10月31日星期 日
32
对于理想的、无损耗的传输线，则其特性阻抗可进一步简化 为：
L Zc C
由此可见，传输线的特性阻抗仅决定于导线的结构与两线间 的介质，而与其传输的信号电平无关。
2010年10月31日星期 日
33
传输线在信号源与负载间起了一个阻抗变压器的作用，即负载电阻 RL经传输线变换后在输入端的等效电阻，应等于信号源内阻RS， 或者信号源内阻经传输线变换后在其输出端的等效电阻应等于负载 电阻RL，这样传输系统将达到匹配。根据传输线原理可知，当信 号源内阻RS、负载电阻RL已知时，满足最佳功率传输条件的传输 线特性阻抗为：
第一级与第二级之间的级间匹配网络虽然也采用 T 型网 络，但由于要考虑第一级放大器输出电容的影响，因此不能直 接采用例1.4所得结果。第二级输出匹配网络同样要考虑第二级 放大器输出电容的影响，所以也不能直接采用倒L型匹配网络 的公式。 有关级间和输出匹配网络的公式推导较复杂， 故此处不再 讨论。3DA21A与3DA22A 的输出电容分别是36pF和80 pF 。 根据相应公式可计算出本电路中另外两个匹配网络的电抗元件 值分别为C3≈23.3 pF，C4≈20.7 pF，L2≈0.023μH，C5≈18.2 pF，L3≈0.071μH，C6≈23.9 pF。
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1 ＋ Rs
2 ＋
U 1
— 3 4
U 2
—
RL
Vs
传输线方式
1 3 ＋
Rs
＋
U 1
Vs 2 —
U 2
— 4
RL
2010年10月31日星期 日
变压器方式
30
在以传输线工作时，信号从1、3 端输入， 2 、 4 端输出。如果信号 的波长与传输线的长度可以相比 拟，则两根导线固有的分布电感 和相互间的分布电容就构成了传 输线的分布参数等效电路。
日
24
在低频端，由于频率 较低，各漏感和损耗 电阻很小，也可略去 不计；
US RS L RL’
在低频端，由于频率较低，故感抗很小，总的等效阻抗较 小，故输出电压就很小。
2010年10月31日星期 日
25
在高频端由于初级绕组电 感的感抗很大，因此在高 频等效电路中可以认为电 感L是开路的；
RS
r
LS
以上计算未考虑晶体管参数的分散性和分布参数的影响。 C1～C6均采用可变电容器, 其最大容量应为计算值的2～3倍。 通过实验调整, 最后确定匹配网络元件的精确值。 电路中四个高扼圈的电感量为1μH左右, 其中两个作为基 极直流偏置的组成元件, 另外两个在集电极并馈电路中对iC中的 各次谐波分量起阻挡作用, 并为集电极直流电源提供通路。高 频旁路电容 C7 和 C9 的值均为 0.05μF, 穿心电容 C8 和 C10 为 1500 pF, 它们使高次谐波分量短路接地。 一般来说, 在400MHz以下的甚高频(VHF)段, 匹配网络通常 采用第1章介绍的集总参数LC元件组成, 而在400MHz以上的超 高频(UHF)段, 则需使用分布参数的微带线组成匹配网络, 或使 用微带线和LC元件混合组成。
28
二、传输线变压器
能不能设法减少分布电容和漏感的影响，而把这个不利因素 变为有利因素呢？宽带传输线变压器就是根据这种设想制作 出来的。传输线变压器是将传输线绕在高导磁率低损耗的磁 心上构成的。传输线可以用同轴线、带状传输线或双绞线。 这种变压器的最高工作频率可以扩展到几百兆赫甚至上千兆 赫。利用下图所示的一种简单的传输线变压器，可以说明这 种特殊变压器能同时扩展上、下限频率的原理。
20
由于高频功率放大器工作于非线性状态，因此线性电路的 阻抗匹配（负载阻抗与电源内阻相等）概念已不适用。 非线性工作时，电子器件的内阻变动剧烈：导通时，内阻 很小；截止时内阻近于无穷大。 高频功放的阻抗匹配的概念是：在给定的电路条件下，改 变负载回路的可调元件，使电子器件送出额定的输出功率 PO至负载。这就叫达到了匹配状态。 常用的的匹配网络有前面介绍的T型、L型选频匹配网络。
21
3.3 宽带高频功率放大电路与功率合成电路
窄带高频功率放大器 适用于固定频率或频率变化范围较小的高频设备 一般工作在丙类状态 宽带高频功率放大器 适用于频率相对变化范围较大的短波、超短波的高频设备 工作在甲类、甲乙类
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一．普通变压器不能在较宽频带内工作的原因 以高频变压器为负载的放大器其最高工作频率可达几百 千赫至十几兆赫，但当工作频率更高时，由于普通变压器的 线圈漏感和匝间分布电容的作用，其输出功率将急剧下降。
设Q2＝5，由式（1.1.39）、式（1.1.40）式（1.1.41）可求得
Re 182, Q1 1.625 1 1 C1 11.2 pF 6 2f 0Q1R1 2 175 10 1.625 50 Q2 R2 57 L1 0.032 H 6 2f 0 2 175 10 Q2 Q1 5 1.625 C2 16.9 pF 6 2f 0 Re 2 175 10 182
B CC1
C ＋ uC － A CC （a）串馈
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L
C Lc ＋ uC －
L
C
Lc UCC
CC2 UCC （b）并馈
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2．基极馈电电路
利用基极电流的直流分量 即 基 极 偏 置 电 阻 Rb 上 产 生 所需要的偏置电压UBB
C L’ Rb
（a）
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直 流 Ic0 是 产 生 直 流 功 率 的； Ic0 由 UCC 经过管外电路提 供给集电极，应该是除了晶体 管的内阻外，没有其它电阻消 耗能量。
（a ） VCC IC0
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高频基波分量 Ic1m应通 过负载电路，以产生所 需要的高频输出功率。
IC1m C L
L’ Re Ce
优点是可以自动维持放 大器的工作稳定。
（c）
例4
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例3.4
分析图例3.2.14所示工作频率为175 MHz的两级谐
振功率放大电路的组成及元器件参数。
图3.2.14 例3.4图
解： 两级功放的输入馈电方式均为自给负偏压, 输出馈电方 式均为并馈。 此 电 路 输 入 功 率 Pi=1W, 输 出 功 率 Po=12W, 信 号 源 阻 抗 Rs=50Ω, 负载RL=50Ω。其中第一级输出功率Po1=4W, 电源电压 UCC=135 V。 两级功放管分别采用3DA21A和3DA22A, 均工作在临界状态, 饱和压降分别为1V和15V。各项指标满足安全工作条件。 可以 计算出各级回路等效总阻抗分别应该为
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利 用 基 极 电 流 在 基 极扩散电阻 rbb’ 上产生 所需要的UBB
rbb’
优点是简单、元件用得少
L’
缺点是数值较小且不够稳 定，因而一般只在需要小的 UBB2010 时才采用这种电路。 年10月31日星期
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（b ）
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利用发射极电流的直流分 量Ic0在发射极偏置电阻Re上 产生所需要的UBB
Ic1m只应在负载回路产生电 压降，其余的部分对于Ic1m来 说，都应该是短路的。
（ b）
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外电路对高次谐波Ic1m尽可能接近短路
ICnm
（c）
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要满足以上几条原则，可以采用串联馈电与并联馈电两种 电路，简称串馈与并馈。 串馈，将电子器件、负载回路和电源三部分是串联起来。 并馈，将电子器件、负载回路和电源三部分并联起来
图 3.2.15 微带线结构和符号
五．匹配网络 高频功率放大器中都采用一定形式的回路，以使它的输出功率 能有效地传输到负载。一般来说，放大器与负载之间所用的回 路可以用图所示的四端网络来表示。
输 入 Rs 匹 配 Rs’ Ri Vs 网 络
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输 出 RL’ 匹 配 网 络 放大器的匹配网络 RL
第三章 高频功率放大电路 主要内容： 3.1 概述 3.2 丙类谐振功率放大电路 3.3 宽带高频功率放大电路与功率合成电路 小结
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四、直流馈电线路与匹配网络 1．集电极馈电电路
对于集电极电路，由于其电流是脉冲形状，包含各种频率 成分，电路的组成原则是：
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1：n ＋ RS RL Uo
RS
r1
LS1
LS2r2LFra bibliotekCRL’
US （a）原理图
－ US
（b）等效电路图
L、LS1、r1是变压器初级绕组的电感量、漏感和损耗电阻； LS2、r2是折合到初级后次级绕组的漏感和损耗电阻；C是变压 器等效分布电容，它是变压器各分布电容折合到初级后的总和。 RL‘是折合到初级后的等效负载电阻；US、RS是信号源电压及其 内阻。 2010年10月31日星期
C2
C4
C6
(前级输出电阻)
UCC
滤波、 匹配
集电极 馈电
基极 馈电
滤波、 匹配
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12
2 2 U cm ( 13 . 5 1 . 5 ) 2 R 2 6 2 Po 2 12
由于3DA21A和3DA22A的输入阻抗分别为R2=7Ω和R4=5Ω, 因此Rs≠R2, RΣ1 ≠R4, RΣ2≠RL, 即不满足匹配条件, 所以在信号 源与第一级放大器之间、第一级放大器与第二级放大器之间分 别加入T型选频匹配网络(C1、C2、L1和C3、C4、L2), 在第二级放 大器与负载之间加入倒L型选频匹配网络(C5、L3、C6)。 三个选 频匹配网络在175MHz工作频率点的输入阻抗分别是R1、R3和R5。 且有R1=RS=50Ω,R3= RΣ1=20Ω,R5= RΣ2= 6Ω。
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对于理想的、无损耗的传输线，则其特性阻抗可进一步简化 为：
L Zc C
由此可见，传输线的特性阻抗仅决定于导线的结构与两线间 的介质，而与其传输的信号电平无关。
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传输线在信号源与负载间起了一个阻抗变压器的作用，即负载电阻 RL经传输线变换后在输入端的等效电阻，应等于信号源内阻RS， 或者信号源内阻经传输线变换后在其输出端的等效电阻应等于负载 电阻RL，这样传输系统将达到匹配。根据传输线原理可知，当信 号源内阻RS、负载电阻RL已知时，满足最佳功率传输条件的传输 线特性阻抗为：
第一级与第二级之间的级间匹配网络虽然也采用 T 型网 络，但由于要考虑第一级放大器输出电容的影响，因此不能直 接采用例1.4所得结果。第二级输出匹配网络同样要考虑第二级 放大器输出电容的影响，所以也不能直接采用倒L型匹配网络 的公式。 有关级间和输出匹配网络的公式推导较复杂， 故此处不再 讨论。3DA21A与3DA22A 的输出电容分别是36pF和80 pF 。 根据相应公式可计算出本电路中另外两个匹配网络的电抗元件 值分别为C3≈23.3 pF，C4≈20.7 pF，L2≈0.023μH，C5≈18.2 pF，L3≈0.071μH，C6≈23.9 pF。
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1 ＋ Rs
2 ＋
U 1
— 3 4
U 2
—
RL
Vs
传输线方式
1 3 ＋
Rs
＋
U 1
Vs 2 —
U 2
— 4
RL
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变压器方式
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在以传输线工作时，信号从1、3 端输入， 2 、 4 端输出。如果信号 的波长与传输线的长度可以相比 拟，则两根导线固有的分布电感 和相互间的分布电容就构成了传 输线的分布参数等效电路。
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在低频端，由于频率 较低，各漏感和损耗 电阻很小，也可略去 不计；
US RS L RL’
在低频端，由于频率较低，故感抗很小，总的等效阻抗较 小，故输出电压就很小。
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在高频端由于初级绕组电 感的感抗很大，因此在高 频等效电路中可以认为电 感L是开路的；
RS
r
LS
以上计算未考虑晶体管参数的分散性和分布参数的影响。 C1～C6均采用可变电容器, 其最大容量应为计算值的2～3倍。 通过实验调整, 最后确定匹配网络元件的精确值。 电路中四个高扼圈的电感量为1μH左右, 其中两个作为基 极直流偏置的组成元件, 另外两个在集电极并馈电路中对iC中的 各次谐波分量起阻挡作用, 并为集电极直流电源提供通路。高 频旁路电容 C7 和 C9 的值均为 0.05μF, 穿心电容 C8 和 C10 为 1500 pF, 它们使高次谐波分量短路接地。 一般来说, 在400MHz以下的甚高频(VHF)段, 匹配网络通常 采用第1章介绍的集总参数LC元件组成, 而在400MHz以上的超 高频(UHF)段, 则需使用分布参数的微带线组成匹配网络, 或使 用微带线和LC元件混合组成。
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二、传输线变压器
能不能设法减少分布电容和漏感的影响，而把这个不利因素 变为有利因素呢？宽带传输线变压器就是根据这种设想制作 出来的。传输线变压器是将传输线绕在高导磁率低损耗的磁 心上构成的。传输线可以用同轴线、带状传输线或双绞线。 这种变压器的最高工作频率可以扩展到几百兆赫甚至上千兆 赫。利用下图所示的一种简单的传输线变压器，可以说明这 种特殊变压器能同时扩展上、下限频率的原理。
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由于高频功率放大器工作于非线性状态，因此线性电路的 阻抗匹配（负载阻抗与电源内阻相等）概念已不适用。 非线性工作时，电子器件的内阻变动剧烈：导通时，内阻 很小；截止时内阻近于无穷大。 高频功放的阻抗匹配的概念是：在给定的电路条件下，改 变负载回路的可调元件，使电子器件送出额定的输出功率 PO至负载。这就叫达到了匹配状态。 常用的的匹配网络有前面介绍的T型、L型选频匹配网络。