高效小型化开关电源设计方案

高效小型化开关电源设计方案

S时间：2009-08-19 2668次阅读【网友评论0条我要评论】收藏

1引言

开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。从上世纪90年代以来开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，计算机、程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源。随着电源技术的发展，低电压，大电流的开关电源因其技术含量高，应用广，越来越受到人们重视。在开关电源中，正激和反激式有着电路拓扑简单，输入输出电气隔离等优点，广泛应用于中小功率电源变换场合。跟反激式相比，正激式变换器变压器铜损较低，同时，正激式电路副边纹波电压电流衰减比反激式明显，因此，一般认为正激式变换器适用在低压，大电流，功率较大的场合。

2基本技术2.1有源钳位技术

正激DCy DC变换器其固有缺点是功率晶体管截止期间高频变压器必须磁复位。以防变压器铁心饱和，因此必须采用专门的磁复位电路。通常采用的复位方式有三种，即传统的附加绕组法、RCD甘位法、有源钳位法。三种方法各有优缺点：磁复位绕组法正激变换器的优点是技术成熟可靠，磁化能量可无损地回馈到直流电路中去，可是附加的磁复位绕组使变压器结构复杂化，变压器漏感引起的关断电压尖峰需要RC缓冲电路来抑制，占空比DV0.5,功率开关管承受的电压应力与输入电源电压成正比。RCD甘位正激变换器的优点是磁复位电路简单，占空比D可以大于0.5,功率开关管承受电压应力较低，但大部分磁化能量消耗在钳位电阻中，因此它一般适用于变换效率不高且价廉的电源变换场合。有源钳位技术是

三种技术中效率最高的技术，它的电路图如图1所示，工作原理如图2所示。在DT 时段之前，开关管S1导通，激磁电流iM为负，即从Cr通过S1流向Tr，在DT阶段，开关管S的驱动脉冲ugs使其导通，同时ugs1=0,使S1关断，在Vin 的作用下，激磁电流由负变正，原边功率通过变压器传到副边，给输出端电感L 充电；在（1—D）T时段，ugs=0, S关断，ugs1到来使S1导通，iM通过S1的反并二极管向Cr充电，在Cr和Tr漏感构成的谐振电路的作用下，iM由正变负，变压器反向激磁。从以上分析中可以看出：有源钳位正激变换器变压器铁心工作在双向对称磁化状态，提高了铁心利用率，钳位电容的稳态电压随开关占空比而自动调节，因而占空比可大于50%; Vo一定时，主开关、辅助开关应力随Vin 的变化不大；所以，在占空比和开关应力允许的范围内，能够适应较大输入电压

变化范围的情况。不足之处是增加了一个管子，使得电路变得复杂。

图2 有源钳位电路工作原理图

2.2同步整流技术

在低电压大电流功率变换器中，若采用传统的普通二极管或肖特基二极管整流由 于其正向导通压降大(低压硅二极管正向压降约 0.7V ，肖持基二极管正向压降 约0.45V ，新型低电压肖特基二极管可达 0.32V)，整流损耗成为变换器的主要 损耗，无法满足低电压大电流开关电源高效率，小体积的需要。

MOSFE 导通时的伏安特性为一线性电阻，称为通态电阻 RDS 低压MOSFE 新器 件的通态电阻很小，如：IRL3102(20V , 61A)、IRL2203S(30V,116A)、

IRL3803S(30V,100A)通态电阻分别为 0.013 Q 、0.007 Q 和 0.006 Q,它们在通 过20A 电流时，通态压降不到0.3V 。另外，功率MOSFE 开关时间短,输入阻抗 高，这些特点使得MOSFE 成为低电压大电流功率变换器首选的整流器件。功率 MOSFE 是 一种电压型控制器件，它作为整流元件时，要求控制电压与待整流电 压的相位保持同步才能完成整流功能，故称为同步整流电路。图1为典型的降压 型“同步”开关变换器电路(当电路中无SR 时，为“普通”的降压型开关变换器 电路)。 1= Ic

=f 'r

Ja - 1

rll-

图1 有源钳位同步整流正激式电路图

限

Tr !£k

st

3 电路的设计所设计的电源参数如下：输入电压为50（1 ± 10%）V,输出电压为3.3V,电流为20A, 工作频率为100kHz。

采用的主电路拓扑如图1所示。由于有源钳位采用的是FLYBAC型钳位电路，它的钳位电容电压为：

Vc=Vin

所选用的控制IC芯片为UC3844它的最大占空比为50%,所以电容上的电压最大为Vin，电容耐压为60V以上，只要选取足够大即可保证电路能正常工作，本电路所选取的钳位电容为47卩F/100V。

有源钳位管S1的驱动必须跟变压器原边的地隔离开，而且S1的驱动信号必须跟开关管S驱动信号反相，使用UCC358（可以实现两个管子的驱动，可是这个芯片并不常见，因而这里选用UC3844跟IR2110组合。UC3844出来的控制信号用来作为

IR2110的低端输入，其反相信号作为IR2110的高端输入，IR2110的高端驱动通过内部自举电路来实现隔离。这样，我们就达到了驱动两个开关管的目的。

在输出整流电路中，当续流二极管（即SR的反并二极管）受正向电压导通时，应及时驱动SR导通，以减小压降和损耗。但为了避免SR与SR1同时导通，造成短路事故，必须有“死区”时间，这时仍靠二极管D导通。SR的开关瞬时要与

续流二极管的通断瞬时密切配合，因此对开关速度要求很高。另外，从成本综合考虑，选用IRL3102。

变压器的设计跟一般正激式变换器变压器设计差不多，只是要考虑同步整流管的驱动。所选用的同步整流管的驱动开通电压为4V左右，电路输出电压为3.3V，输出端相当于一个降压型电路，占空比最大为0.5，所以变压器副边电压至少为6.6V。因为MOSFE的栅—源间的硅氧化层耐压有限，一旦被击穿则永久损坏，所以实际上栅—源电压最大值在20〜30V之间，如电压超过20V,应该在栅极上接稳压管。

4 实验结果和波形分析

开关管S1和S的Uds波形如图3所示，RefA为S管压降波形，50V/div，RefB 为

S1管压降波形，50V/div。电路此时工作在Vin= 60V左右，S1和S的开关应力大概为120V, D=0.5左右。图4为变压器输出电压，也就是同步整流管SR1 和SR的驱动信号，正的部分为SR的驱动信号，负的部分为SR1的驱动信号。实验所得波形和分析的波形基本吻合，只是在开关转换瞬间，电压有小尖峰，这是由电路的杂散参数引起的。该电路的工作效率经过测量大约在达到设计的要

90％左右，基本求。