倍频器

摘要
摘要
W波段是目前军用毫米波技术开发的高端，频率源是W波段高频系统实现的重要部分。

倍频器是实现毫米波频率源的一种重要方式,随着倍频器的发展和应用，倍频器方面的研究也不断地深入，如今倍频技术已经发展到一个新的阶段。

本文对W波段三倍频器进行了设计、仿真。

采用两个二极管反向并联的结构实现三次倍频的方案，这种平衡倍频电路结构能够将输入频率的偶次谐波抵消掉，从而大大降低电路中的杂波量。

本文运用ADS软件建立二极管对模型并且进行匹配电路的设计，运用HFSS软件对W波段三倍频器的滤波电路和过渡转换电路进行了仿真设计，然后把S参数仿真结果导入到ADS软件中,采用谐波平衡法对W 波段三倍频器的整体电路进行仿真和优化以获得最大倍频效率。

经仿真，W频段宽带三倍频器基本达到设计要求。

变频损耗在15dB以下，谐波抑制度基本20dBc以上。

关键词：毫米波、倍频器、低通滤波器、W频段三倍频
I
ABSTRACT
ABSTRACT
Multiplier is one important way to realize the millimeter-wave frequency source. Following the application and development of multiplier device and circuit, the research of multiplier theory is increasing. Today frequency multiplying technology has reached a new level.
Firstly W-band frequency tripler has been designed, and simulation. Diodes which constitutes anti-parallel pairs structure was used to realize the frequency tripler. Balanced Frequency tripler can suppress the even-order harmonics so effectively that the amount of clutter has been greatly reduced. In this paper, The model of diode pairs was modeled and impedance matching networks was designed in Agilent ADS. Filter circuit and transition circuit of W-band frequency tripler have been simulation designed in the HFSS, and then import simulated S-parameters into ADS software. Finally, harmonic balance analysis was used to optimize the entire circuit for maximum multiplication efficiency.
By the simulation, the W band tripler almost reaches the requirement of the project. the microstrip multiplier performance is better in entire W-band with multiplier loss 15dB and harmonic suppress above 20dBc.
Key word: millimeter wave, multiplier, lowpass filter, W-band tripler.
II
目录
目录
第一章引言 (1)
1.1毫米波的特点及应用 (1)
1.2毫米波倍频器介绍 (2)
1.3毫米波倍频器的国内外发展动态 (3)
1.4课题介绍 (4)
第二章倍频电路的基本理论 (5)
2.1倍频原理 (5)
2.2非线性电路的分析 (6)
2.3平衡倍频器电路设计原理[11] (8)
第三章毫米波三倍频器的设计 (10)
3.1概述 (10)
3.2关键技术和难点 (10)
3.3倍频器的研制方案和设计框图 (11)
3.4二极管的选择及参数介绍 (12)
3.5波导-微带过渡 (13)
3.5.1 理论基础 (13)
3.5.2 输入波导到微带线探针过渡的设计仿真 (14)
3.5.3 输出微带到波导线探针过渡的设计仿真 (16)
3.6低通滤波器的设计 (18)
3.7总体电路的仿真 (20)
3.7.1 第一种电路形式的仿真 (20)
3.7.1.1二极管对的输入阻抗及匹配电路 (20)
3.7.1.2 加入无源电路进行总体仿真 (22)
3.7.2第二种电路形式的设计及仿真 (26)
3.7.2.1 二对二极管对的输入阻抗及匹配电路 (26)
3.7.2.2 加入无源电路进行总体仿真 (28)
3.7.3第三种电路形式的设计及仿真 (30)
III
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3.7.3.1 二极管对的输入阻抗及匹配 (30)
3.7.3.2偏置电路的设计 (30)
3.7.3.3 加入无源电路进行总体仿真 (31)
3.9三种结构的仿真结果分析 (34)
第四章结论 (37)
致谢 (38)
参考文献 (39)
外文资料原文 (40)
外文资料译文 (45)
IV
第1章引言
第一章引言
1.1毫米波的特点及应用
毫米波一般指的是波长介于1~10mm的一段电磁波频谱，其相应的频率范围为30~300GHz。

和微波频段一样，工程上经常采用一些英文字母来表示毫米波频谱中的某一频段，而且各国所作的规定不尽相同。

如表1-1所示：
表1-1毫米波频段代码及对应频率范围
毫米波本身的固有特点确定了其发展趋势。

其中，波长短、频带宽以及与大气的相互作用，是促进毫米波发展的三个基本因素。

毫米波较之微波频段来说其波长短，因此设备体积小、重量轻，机动性好。

这些特点正符合精确制导武器和各种飞行器的要求。

同样口径天线情况下，短波长可以提供极高的精度和良好的分辨力，能提高低仰角下的跟踪能力和探测精度而不出现严重的杂波干扰。

同时，天线增益的提高可以降低发射机功率和增强接收机的灵敏度。

窄波束还能够提高
1
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系统的隐蔽性能和抗干扰能力。

虽然毫米波系统的研究受限于经费支持和技术难度两个因素，但毫米波功率源和元器件的迅速发展，使得毫米波己经广泛应用于通信、雷达、导弹制导、遥感、频谱学、电子对抗、射电天文及生物效应等领域。

1.2 毫米波倍频器介绍
随着毫米波无线通信系统的发展，对毫米波信号源的需要也越来越迫切，毫米波信号的获取可采用两种方式，一种是直接振荡产生，包括以速调管、返波管、回旋管为代表的真空电子器件和以耿氏管和雪崩管为代表的固体器件。

真空电子器件一般都需要极高的电压，强磁场和特殊电子枪，从使用寿命上来说，电真空器件不如固态器件,但真空电子器件产生的功率高于固体器件。

第二种获取毫米波信号的方式为利用微波源经倍频后获得。

毫米波倍频器源由于其输出频率可以在输入频率的N次谐波上选取，因而所需的输入信号源可以选择在技术比较成熟的微波频段制作，从而为保证所需的频率稳定度和相噪特性提供了条件。

作为获得高稳定信号源的一种手段，倍频器有其自身的特点与用途：
1.可降低电子设备主振频率，这点对于工作频率较高而且稳定性要求严格的通信机与高频电子设备极为重要。

因为晶体振荡器振荡频率越高，相对频率稳定度越低。

为了解决固态发射机中的高的频率稳定度和高的输出频率之间的矛盾，常在主振级和输出级间采用多次倍频技术。

2.扩展工作频段，以获得宽的工作频段，可用于扩频通信和电子对抗中。

3.对于调相或调频发射机，利用倍频器可以加深调制深度，以获得最大相移或频移。

4.倍频器易产生激励信号的各次谐波，所以成为频率合成器中的重要组成部分。

5.利用倍频，可以制成毫米波、亚毫米波固态源，他们在射电天文学、光谱学、毫米波通信、雷达、军事侦察、监视、制导等方面得到广泛的应用。

6.除此之外，作为固态器件，倍频器工作电压、器件尺寸上远小于真空器件，在使用寿命与可靠性上，大大超过后者。

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第1章引言
1.3 毫米波倍频器的国内外发展动态
倍频器作为发射机、频率合成器、接收机本振源等电子设备中非常重要的非线性电路，国内外己对它进行了广泛的研究。

目前，国内外对倍频器的研究主要集中在毫米波高端、亚毫米波频段，国外已经在亚毫米波的理论研究和实际应用中都取得了很大进展。

1998年John Thornton等报道了一种250GHz的肖特基二极管三倍频器[1]，在输入功率为132mW的情况下，输出功率在245GHz达到8.5mW。

2007年David W. Porterfield发表了一篇高倍频效率的太赫兹波段三倍频器[2]，选用GaAs肖特基二极管芯片作为倍频元件，采用石英作为微带电路的介质基片材料。

输出采用减高波导，基波信号在输出波导处被截止，减高波导的尺寸能够有效截止E面探针附近二次谐波的传输，然后逐步过渡到标准波导。

220GHz倍频器的输出功率达到23mW，倍频效率为16%。

440GHz倍频器的输出功率达到13mW，倍频效率为12%。

2004年W.H.Chow和 D.P.Steenson报道采用非线性传输线NLTL(nonlineartransmission line)获得三次倍频[3]，本倍频器将六个异质结构势垒变容管HBV（heterostructure barrier varactor）用高阻抗线串联形成的非线性传输线[4]，HBV因对称的C-V曲线只产生奇次谐波[5]，非常适合作三倍频器[6]，输入频率为115GHz~190GHz，输入功率为17dBm，在440GHz处最大输出功率为325uw，3dB 带宽为55%。

2008年法国的Bertrand Thomas, Byron Alderman, Dave Matheson和Peter de Maagt等人研制出了基于平面肖特基二极管组合式380GHz混频/倍频器组件[7]，微带电路的介质基片采用了石英，实现了190GHz二倍频器，为380GHz混频器提供本振信号源。

2000年中国工程物理研究院的肖仕伟报道了三毫米波二倍频器[8]，输入输出接口电路均为波导，整个电路使用平面微带集成电路，采用肖特基势垒二极管进行单管的阻性倍频。

当输入功率为83mW时，输出功率在94.3GHz获得最大值1.9mW，倍频效率达到2.3%。

2007年电子科技大学蒲朝斌在研究生毕业论文中报道了三毫米波三倍频器的设计[9]。

输出频率87GHz~108GHz范围内，输出功率在-6dBm~-2.7dBm之间，倍频损耗为21.5d B~25dB。

3
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2009年李理、张勇、谢俊设计了一种采用悬置微带结构[10]。

基于肖特基势垒二极管的220GHz无源三倍频器.该倍频器采用悬置微带探针输入和输出，为使馈电简单，没有采用平衡结构，总体结构较为简单。

本文采用HFSS和ADS对该倍频器的各个部件做了分析和优化，最终在输入功率为1Bm时的输出功率为0.6dBm。

综合目前国内倍频器的发展状况来看，国内的毫米波倍频器技术已经比较成熟。

但受到现有的加工工艺、测试仪器的限制，在亚毫米波倍频器的研究与国外技术水平相比还有很大差距，因而有必要作进一步的深入研究。

1.4 课题介绍
拟实现的W频段微带三次倍频器指标如下：
输出频率范围：75-110 GHz
输入功率：20dBm
变频损耗: <15dB
二次谐波抑制：20dBc
本文的具体研制工作如下：
1.设计设计了通带为25GHz～37GHz，阻带为75GHz～110GHz的微带低通滤波器。

2.设计了Ka全频段的微带探针过渡。

3.设计了输入匹配枝节。

4.设计了W全频段的微带探针过渡结构。

5.建立了几种肖特基二极管对无源倍频器的电路拓扑，运用ADS软件，采用谐波平衡法对该无源倍频电路进行多次仿真优化；并在此基础上设计制了W波段的倍频器。

4
第2章 倍频电路的基本理论
5
第二章 倍频电路的基本理论
2.1 倍频原理
原则上各种非线性器件都能实现倍频，当用一个正弦波激励非线性器件时， 便会在基频的谐波频率上产生功率，图2-1为理想倍频器方框图，输出角频率0i n ωω=。

倍频电路的作用就是有效提取所需要的谐波信号，而且可以将不需要的
基波和谐波抑制掉。

图2-1理想倍频器方框图 为了说明倍频器的基本原理，采用简化倍频过程的处理方法，即忽略所有高阶混合效应，考虑一个二端子非线性元件，其变换特性由
0()i i f v = (2-1)
给出。

式中f 为器件的非线性变换函数，它把输出电流0i 与所加输入电压i v 联系起来。

按泰勒级数展开上式得：
(2-2) 把cos i i i v V t ω=代入上式并简化前四项得：
(2-3) 由此可见输出除含有直流分量和基波分量外，还含有二次、三次等无穷多次 的谐波分量。

倍频器的基本目标就是使所要的输出频率i n ω分量最大，其余所有频率的输出分量都减至最小。

为了在所要求的频率上获得最大功率，必须满足两个条件：其一是非线性展开式中必须包含有产生它所需的适当分量，也就是应适当选择所用器件和偏置电路。

其二是所选电路必须保证使不需要的谐波分量功率最小，并保证任何器件－电路的相互作用都能把寄生元件的影响减至最小。

'''2'''311(0)(0)(0)(0)......2!3!o i i i i f f v f v f v =++
++''2''3''2'''31[(0)(0)][(0)(0)]cos 811(0)cos 2(0)cos3 (424)
i i i i i i i i i v f f V f f V w t f V w t f V w t =+++++
cos i i v t ω
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2.2非线性电路的分析
谐波平衡法：是分析单一频率信号激励强或弱非线性电路最为有用的方法，可用于微波功率放大器，频率倍频器以及带有本振激励的混频器等地分析。

谐波平衡法是在时域和频域上交替迭代求其平衡的混合方法，在其计算中，是利用傅立叶变换和逆变换将非线性网络和线性网络时域和频域联系起来。

谐波平衡法是分析单一频率信号激励强或弱非线性电路的最为有用的方法。

图2-4为非线性微波、毫米波部件的框图。

假设激励仅含有基波分量，并有直流偏置加在输入或输出部分。

网络匹配的作用是优化电路性能、给固体器件加偏置、滤除及端接各种谐波。

非线性固体器件方框中，可以是晶体管的准静态等效电路，可以是二极管的准静态等效电路。

图2-4一般性非线性二端口微波、毫米波部件的等效电路
图2-5一个非线性微波电路被分成线性和非线性子电路
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第2章 倍频电路的基本理论
7
谐波平衡分析法的基本思想：找一组端口电压波形(或者谐波电压分量)，它应能使线性子网络方程和非线性子网络方程给出相同的电流。

实质上就是建立谐波平衡方程，然后采用恰当的方法求解。

下面具体介绍谐波平衡分析法。

将整个电路分解成线性子网络和非线性网络两部分，如图2-5所示。

在这两部分的连接处应满足
^
I+I=0 (2-4) 式中 12i N I=[I ,I ,...I ...I ] (2-5) i i,0i,1i,2i,j i,k I =[I ,I ,I ,...,I ...I ] (i=1,2,3,...,N) ^^^^^
T 12i N I =[I ,I ,...,I ,...,I ]
^^^^^^
i i,0i,1i,2i,j i,k I =[I ,I ,I ,...,I ,...,I ] (i=1,2,3,...,N) 其中^
i,j i,j,I I 为第I 个端口上的第j 阶电路谐波分量 对于线性子电路进行线性网络分析得到下式 s N N I=I +Y V ⨯ (2-6)
式中 T 12i N V=[V ,V ,...,V ,...V ]
T i i,0i,1i,2i,j i,k V =[V ,V ,V ,...,V ,...,V ] (i=1,2,3,...,N) 其中i,j V 为第I 个端口上第j 阶分量谐波电压。

(2-7)
式中，b1b2V ,V 分别是第N+1和N+2个端口上的直流偏压；s V 是第N+1个端口上的激励电压。

对于非线性子电路，可以根据它的电路——电压间的时域关系
1,N+11,N+22,N+1
2,N+2N+1s
N+2N,N+1
N,N+2Y Y Y Y V I =V Y Y ⎛⎫ ⎪⎛⎫ ⎪ ⎪ ⎪⎝⎭ ⎪ ⎪⎝⎭N+1T b1s b2N+2V =(V ,V ,0,0,...,V ,0,...,0)V ⎛⎫ ⎪⎝⎭
1,11,21,2,12,22,,1,2,N N N N N N N N Y Y Y Y Y Y Y Y
Y Y ⨯⎛⎫
⎪ ⎪
=
⎪ ⎪ ⎪⎝⎭
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^
i 11N i (t)=f(V (t),V (t),
,V (t)) (2-8)
通过傅里叶变换得到非线性子电路电流—电压间的频域关系
i 1i (t)I (V)→ (2-9)
由式 ^
I+I=0得 (2-10) 解此非线性方程组即得到V 。

谐波数目的选取：在非线性分析中，产生的波形含有无穷多个谐波，因此，对一个非线性电路工作状态的完整描述就需要无限维电流和电压向量。

频率分量的幅度随频率明显减小，而时间波形将表现为无限大的功率。

因此总可以略去高于某一最大次数K 的所有谐波。

谐波平衡分析中，K 的选择很关键，K 选的太小，会使精度下降，收敛困难。

K 选的太大时，求解过程变慢，从而使计算时间过长，增加计算机的存储。

选择K 的最简单原则是由器件等效电路中电容的大小而定，高于某个频率，其容纳大于电路的电导，其电压分量的幅度小到可以忽略，从效果上讲它们是短路的。

在选择K 的大小时，还要考虑到起支配地位的非线性强弱和激励信号幅度的大小。

2.3平衡倍频器电路设计原理[11]
平衡式倍频电路能够实现宽带和高效倍频，这种电路结构能将输入频率的奇次或偶次谐波全部抵消掉，使电路中的杂波量大大降低。

对于奇次倍频器，其工作原理如图3-2所示：
图3-2奇次倍频原理
^
s N N I +Y V+I(V)=0⨯
第2章 倍频电路的基本理论
9
在图3-2中，两个二极管对于输入、输出回路均呈反向并联。

设有一个输入信号电压V ，与上面的分析类似：
[exp 1]av a s i i =- （2-11）
[exp 1]av b s i i -=-- （2-12）
则反向并联二极管对的外部电流为：
2sinh()a b s i i i i av =+= （2-13） 将cos()s s v v w t =代入上式，并作傅氏展开：
134[()cos ()cos3...]s s s s s i i I av w t I av w t =++ （2-14）
由式(2-12)我们可以看到仅输入信号的奇次谐波存在于外电路中。

同理，反向并联对内部电流loop a b i i i =-为偶函数，故输入信号的偶次谐波仅仅存在于内部环路。

说明该电路适合于奇次倍频。

用于三倍频时，因外电路不包含二次谐波项，可免除其他一些辅助电路（包括空闲回路）设计。

由以上分析可知，采用平衡电路实现奇次倍频，可使输入基波和输出谐波相互隔离，输入、输出回路可以分别进行匹配，容易实现宽带性能，且可以免除其他一些辅助电路设计，可以直接得到想要的三次倍频信号，所以本次设计采用奇次倍频的平衡电路。

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第三章毫米波三倍频器的设计
本章将详细介绍倍频器电路的设计过程。

倍频电路采用平衡式结构，输入输出电路采用微带电路。

在设计中，采用了ADS（Advance Design System）和HFSS(High Frequency Structure Simulator)进行电路的计算机辅助设计。

ADS可以进行电路和二维半场的仿真和优化，HFSS可以进行三维场的仿真和优化。

将路仿真和场仿真结合起来，能更好得模拟实际情况。

3.1概述
大量文献表明，国外的毫米波宽带倍频的二极管无源结构已经趋于成熟，现在的研究主要集中在MMIC的有源倍频。

而混合集成的倍频电路只能从亚毫米波和太赫兹频段获得参考。

国内的毫米波研究起步较晚，虽然也有部分的文章实现了非线性传输线倍频和MMIC的有源倍频，但在W波段的宽带倍频方面，还以二极管的混合集成电路为主。

主要是由于许多高频芯片的禁运和MMIC加工工艺的限制。

通过对上述情况和课题组研究经验的分析，结合本次设计的指标，总结出整个倍频链路设计的关键技术和难点，提出有效的总体解决方案，是完成本课题的关键。

3.2关键技术和难点
1、宽带的谐波抑制
要实现宽带特性，对于三次倍频的链路中肯定存在丰富的谐波分量。

进行必要的方案设计和频率规划，同时结合滤波器和结构设计等各方面手段，是实现宽带谐波抑制的关键。

2、倍频链的宽带滤波器设计及放置
在宽带倍频链路中，仅靠平衡结构一般难以达到要求的谐波抑制，因此需要在链路中加入滤波器，宽带的滤波器设计是一个难点也是关键。

如何合理放置这些滤波器以减少滤波器数量减少插损，同时达到抑制谐波也是设计需要考虑的问题。

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第3章毫米波三倍频器的设计
3 、W波段三次倍频器设计
在W波段采取适当可行结构，在满足加工工艺要求的情况下，克服工艺误差，实现倍频损耗小，输出功率高的三倍频器是本次设计的重点。

3.3倍频器的研制方案和设计框图
本文采取了三种不同的拓扑图进行仿真[12] [13] [14]，并最终确定了一种最合适的结构作为最后W波段三倍频器的结构。

图3-1，3-2，3-3为倍频器设计框图，输入为Ka波段标准波导BJ-320[15]，通过波导到微带过渡，其后的低通滤波器是为了通过输入信号，并且将二极管产生的三次谐波反射。

然后再通过匹配枝节，激励二极管对，由上面的分析可知，当二极管对相对于输入输出端口均成反向并联时，则会产生奇次谐波，产生三次谐波最后通过微带到波导过渡输出到标准波导，考虑输出为W频段全波段，因此输出采用BJ-900波导接口。

图3-1 倍频器设计框图a
图3-2 倍频器设计框图b
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图3-3 倍频器设计框图c
3.4 二极管的选择及参数介绍
因为需要在W波段进行三次倍频，所选取肖特基二极管的工作频段必须包括W波段，由于DMK-2790说明上可以再100GHz内工作。

可以很好的在W波段正常工作，并且可以购买。

因此采用的是DMK-2790，其spice参数如表3-1，肖特基势垒二极管等效电路中的Rs值在高频情况下将发生变化，影响匹配效果，继而增大倍频器变频损耗。

这样就需要根据实际测试结果对Rs值进行修正，找到可以正确反映W频段倍频时的Rs值重新进行匹配电路的设计，尽可能的降低倍频器的变频损耗。

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第3章 毫米波三倍频器的设计
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结电势 j V
V 0.82 反向击穿电压 V B V 2 正向耗尽层电容系数 C F 0.5 反向击穿电流
BV I
A
1E-05
表3-1 DMK-2790的spice 参数
3.5 波导-微带过渡
带线是毫米波混合集成电路中很常用的一种传输形式，也是本文在毫米波倍频器设计中采用的传输线形式，但是目前大多数的毫米波测试系统的接口都采用标准矩形波导。

为了对毫米波倍频器的性能进行测试，标准矩形波导与微带传输线间宽带的、低损耗过渡的设计是很重要的。

最为常用的是波导-微带探针过渡。

探针过渡具有插入损耗低、回波损耗小、频带宽，结构紧凑、加工方便、装卸容易等优点，特别适合于毫米波系统，缺点是需要人工调试，对加工、装配要求高。

在毫米波倍频器的设计中，本文采用微带到波导的探针过渡来实现倍频器的过渡转换。

3.5.1 理论基础
现在微带探针结构已经比较成熟，很多文献[16] [17] [18]都可以查到相关资料。

本文采用探针平面与波导中波传播方向垂直的方式，结构如图3-4所示。

图3-4微带到波导探针过渡结构图
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在微带-波导探针型过渡结构中，微带探针经过一段高阻抗线实现与50Ω标准微带线的阻抗匹配，介质基片从波导宽边的耦合孔深入矩形波导形成一个电探针，利用一段起耦合作用的微带线把波导中的主模耦合到微带中去。

探针距波导终端短路面的距离取 可以保证探针在波导内处于电场最强的波腹位置，以实现尽可能高的转换效率。

3.5.2 输入波导到微带线探针过渡的设计仿真
输入为Ka 波段，中心频率030f GHz =。

短路面距离在/4g λ可以使激励最大。

因此
119/310(3010)9.99v f mm mm λ==⨯÷⨯= (3-1)
波导中为主模10TE ，因此
214.22c a mm λ== (3-2) (3-3) (3-4) /4 3.5g d mm λ== (3-5)
经过仿真得到微带探针过渡的结构为：1 1.98l mm =10.65w mm =20.45l mm =
20.12w mm =30.35w mm = d=3.50mm 其中11l w 为伸入探针的长度和宽度，22l w 为四
分之一波长阻抗变换的长度和宽度，3w 为50Ω线的宽度，d 为探针离波导短路面的距离，微带基片采用duroid5880，介电常数为2.2，厚度为0.127mm ，损耗正切角为0.009。

图3-5 前端过渡结构HFSS 中的仿真结构
4
g λ14.03mm g λ=2221/1/1/g c λλλ
+=
第3章毫米波三倍频器的设计
图3-5是根据设计尺寸在HFSS中仿真，在电磁场仿真软件HFSS中建立的微带-波导探针过渡仿真模型。

Ka波段微带-波导探针过渡设置中心频率为30.5GHz，带宽为±6GHz，波导为标准波导BJ-320（7.11mm×3.56mm）。

经过最后的仿真优化，结果如图3-6、3-7所示
图3-6 前端过渡结构HFSS中的S参数仿真结果
图3-7 前端过渡结构HFSS中的VSWR参数仿真结果
从图3-6,3-7可以看出在25GHz-36.5Ghz频段内S(1,1)都能满足小于-20dB，VSWR在25GHz-36.5Ghz小于1.2。

探针过渡可以满足工作要求。

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3.5.3 输出微带到波导线探针过渡的设计仿真
上节用微带探针结构设计了前端过渡结构。

因此，可以应用相同的原理设计后端微带到波导的输出过渡结构。

输出为W 波段，中心频率090f GHz =。

短路面距离在/4g λ可以使激励最大。

因此
119/310(9010) 3.33v f mm mm λ==⨯÷⨯= (3-6)
波导中为主模10TE ，因此 2 5.08c a mm λ== (3-7) 由 2221/1/1/g c λλλ+= (3-8) 4.41mm g λ= (3-9) /4 1.1g d mm λ== (3-10)
经过设计得到微带探针过渡的结构为：波导为标准波导BJ 900（2.540mm ×1.270mm ）。

微带基片同样采用duroid5880，介电常数为2.2，厚度为0.127mm ，损耗正切角为0.009。

10.57l mm = 10.47w mm = 20.2l mm = 20.15w mm =
30.35w mm = d=1.1mm 其中11l w 为伸入探针的长度和宽度，
22l w 为四分之一波长阻抗变换的长度和宽度，3w 为50Ω微带线的宽度，d 为探针离波导短路面的距离。

图3-8是根据设计尺寸在HFSS 中仿真
图3-8 后端过渡结构HFSS 中的仿真
第3章毫米波三倍频器的设计
经过最后的仿真优化，结果如图3-9、3-10所示
图3-9 后端过渡结构HFSS中的仿真结果
图3-10 后端过渡结构HFSS中的VSWR参数仿真结果
从图3-9,3-10可以看出在75GHz-110Ghz频段内S(1,1)都能满足小于-20dB，并且在宽频带80GHz-107Ghz内S(1,1)都能满足小于-30dB。

VSWR在75GHz-110Ghz小于1.3。

探针过渡可以满足工作要求。

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电子科技大学学士学位论文
3.6 低通滤波器的设计
输入滤波电路的作用是只让基波信号通过，其他谐波信号将被抑制掉，阻止三次及三次以上的谐波返回到输入电路。

由于低通滤波器设计简单，并且能够实现上述功能，且微带在平面制图和制版上的方便，故本文采用微带低通滤波器实现滤波功能。

低通滤波器的设计中采用了常规的高低阻抗线滤波器形式，在HFSS 软件的仿真中也得到了比较好的效果，高低阻抗线低通滤波器的设计是从低通原型出发的，如图3-11所示。

图3-11低通原型滤波器电路
采用基片duroid5880在ADS中仿真设计出滤波器初步结构及结果如下图3-12,3-13所示。

图3-12低通滤波器在ADS中的设计
图3-13 低通滤波器的仿真结果
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