三相功率变换器

逆变器并网电流环控制
1连接电抗器设计
图1并网逆变器主电路图
并网逆变器主电路图如图1所示。

滤波电感参数的计算过程如下：
假设在t k 时刻起始的一个开关周期内数值近似保持不变为U k ，电感电流平均值为I Lk ，电流纹波增加量为+L I ∆和减小量-L I ∆相等，均为L I ∆，桥式逆变电路输出电压波形为u i ，占空比为D ，直流电压为V DC ，开关周期为T s ，则t k 即刻起始的一个开关周期内逆变器电压和电感电流波形如图2所示。

图
2逆变器电压和电感电流波形
由图可知，当k k s t t t DT <<+时，+-=
dc k
L s M V U I DT L
∆⋅⋅；当+k s k s t DT t t T <<+时，-=(1)k
L s U I D T L ∆⋅-。

化简得：
dc k
s s M U U DT T L L
⋅⋅=⋅ 2(1)()dc dc
L s s M V M V I D D T D D T L L
∆⋅⋅=-=-
当占空比D=0.5时且V dc 最大时，L I ∆达到最大 则
V
max max
4dc s
L M V T I
L ⋅∆⋅=
max max
4dc s L M V T L I ∆⋅≥
在本设计中取直流侧输入电压最大值_max 900V dc V =；10KHz s f =；7.58A o I =
；
max =15% 1.61L o I A ∆=；=6.89mH L ；=7mH L 。

2电流环设计与仿真
同步旋转坐标系下，逆变器的交流侧电压表达式为
d d gd q q q gq d di v L u i dt
di v L u i dt ωω⎧
=-++⎪⎪⎨
⎪=-+-⎪⎩
考虑到需要对逆变器的有功无功进行解耦控制，因此在本设计中采用基于d
轴电网电压定向的控制策略，则逆变器交流侧电压表达式可变为
d d gd q q q d di v L u i dt
di v L i dt ωω⎧
=-++⎪⎪⎨
⎪=--⎪⎩
带解耦的电流闭环控制框图如图3所示。

可通过电流状态反馈来实现两轴电
流间的解耦控制。

图3电流闭环控制框图
电流环的参数计算
考虑主电路部分d 轴电流解耦后的传递函数和q 轴电流的控制框图如图4所示。

图4dq 轴电流控制框图
则d 轴电流和q 轴电流的传递函数分别为
()p i
pwm 2d K s K K G s s LTs Ls +=
⋅+ ()p i
pwm 2q K s K K G s s
LTs Ls +=
⋅
+
三相逆变桥可等效为惯性环节，在采用SPWM 的调制方式时，dc
2
PWM V K =
，惯性环节的时间常数T 为开关周期。

本设计中开关频率=10s f KHz ，T=0.0001。

PI 调节器的零点设置为z f =50Hz ，穿越频率c f =50Hz ，穿越频率处的增益为1，故可得
2f f 2100+=1s +s i
c P
pwm P K f K K K s Ki s L T L ππ⎧==⎪⎪⎨
⎪∙⎪⎩
得Kp=0.0064；Ki=2.0156。

仿真设计
d
q
图5仿真系统图逆变器
电网
控制部分坐标变换
锁相环电流环控制
调制信号驱动信号
电流环控制框图
图8锁相环控制框图
采用SPWM时的仿真结果图如下：
仿真条件：直流母线电压设置为580V，d轴电流给定值为0；2s时给定为1；4秒时给定为0.5。

Kp=0.8，Ki=23。

不采用过调制时的仿真如图9所示。

（a）电压电流波形（b）d轴电流跟踪效果图
（c）q轴电流跟踪效果图
（d）调制比波形图
仿真条件：直流母线电压设置为900V，d轴电流给定值为0；2s时给定为1；4秒时给定为0.5。

（a）电压电流波形
（b）d轴电流跟踪图
（c）q轴电流跟踪效果图
（d）调制比波形图
采用SVPWM仿真结果：
580V
（a）电压流波形
（b）d轴电流跟踪效果图
（c）q轴电流跟踪效果图900V
（a）电压电流波形图
（b）d轴电流跟踪效果图
（c）d轴电流跟踪效果图
根据以上仿真结果可得，当电感值为14Mh时的控制器跟踪效果不好，因此需要将电感值减小进行仿真。

现将电感值减小为6Mh。

再利用SVPWM仿真得到的结果如下。

直流母线电压580V
（a）电流电压波形图
（b）d轴电流跟踪效果图直流母线电压为900V
（a）电流电压波形图
（b）d轴电流跟踪效果图。