高性能开关型直流稳压电源的设计

第27卷 第9期 核 技 术 V ol. 27, No.9 2004年9月 NUCLEAR TECHNIQUES September 2004

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第一作者：赵 涛，男，1964年出生，1990年于中国科学院等离子体物理研究所获硕士学位，目前为中国科学技术大学在职博士研究生，主要从

事功率电子学在加速器中的应用，高级工程师，E_mail: zht@ 收稿日期：2004-01-12，修回日期：

2004-07-16

高性能开关型直流稳压电源的设计

赵 涛 王相綦 尚 雷 王 琳 张海燕

（中国科学技术大学国家同步辐射实验室 合肥 230029）

摘要 根据移相控制全桥DC/DC 变换器的小信号模型，从系统频域特性着手分析了电源性能。按技术指标设计了一台样机，实验证明了分析的正确性。

关键词 小信号模型，移相控制全桥变换器，直流稳压电源，性能，设计 中图分类号 TM714.1

在很多应用领域，如粒子加速器电源、航空电源等，对开关电源的可靠性、精度、稳定性及抗干扰性能等都有严格的要求。因此，电源设计者必须从电路的设计、元器件的选用、几何结构及可维护性等方面进行全盘考虑。当电源的主电路结构和输出特性确定以后，控制系统的设计将直接决定电源的其余主要性能指标。在中大功率场合，移相控制桥DC/DC 变换器是一种良好的选择。本文根据其小信号模型，详细分析电源的动态特性，设计一种高性能直流稳压电源。 1 动态小信号模型的选取

根据不同的模型得到的设计结果也不相同，例如，在连续导通模式（CCM ）下，移相脉宽调制（PS-PWM ）变换器控制-输出转移函数不存在与输

出滤波器相关联的二阶极点[1]，

这刚好与Buck 变换器相反。PS-PWM 变换器的特征极点由开关频率、漏感及输出电抗器决定。PS-PWM 全桥DC/DC 变换器虽然属于Buck 类变换器，但是它的占空比是电压、输出电压及负载电流的函数，这与一般Buck 变换器完全不同。造成这种不同的原因在于移相工作方式和变压器初级的漏感[2]。图1是PS-PWM 小信号模型。与Buck 小信号模型的差异反映在Bode 图上，如图2所示。文献[3]按Buck 模型设计了一台三相15 V/50 A 的稳压电源，其输出电压精度为3.6‰，低频交流纹波≤100 mV ，开关纹波≤50 mV ，只能满足一般要求。

由图2可知，Buck 变换器的幅频特性在转折频率限制了开环穿越频率的提高。这一特点有可能使变换器不稳定。我们将选用PS-PWM 模型来指导输出滤波器的设计。

图1 PS-PWM 变换器的小信号模型 Fig. 1 Small-signal circuit of the PS-PWM converter

图2 Buck 变换器和PS-PWM 变换器的控制-输出

转移函数（△V out / △d ）

Fig. 2 Control-output voltage transfer function of the buck

and of the PS-PWM converters （△V out / △d ）

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我们假定：（1）输出滤波器的转折频率远低于 开关频率；（2）扰动信号频率远低于开关频率；（3）

与稳态量比较，扰动信号很小，可作为一阶量处理。一般的PS-PWM 全桥DC/DC 变换器如图3所示。

图3 全桥DC/DC 稳压电源系统

Fig. 3 A full-bridge DC/DC voltage regulating power system

2 性能指标的确定 2.1

稳定性

一般来说，系统应该具有一定的鲁棒性，同时

暂态特性也比较好。对于直流稳定电源，要求系统的增益余量不小于40 dB ，相位余量不小于30°。 2.2

瞬态响应指标

开关电源在受到扰动时，输出量会有抖动，然后恢复到稳定值。一般以过冲幅度和动态恢复时间衡量动态特性。动态恢复时间与系统的开环穿越频率相关，穿越频率越高，则恢复时间越短；过冲幅度与相位余量有关，相位余量越大，波动幅度越小。 2.3

电源精度

电压精度设计在1‰，纹波不大于1‰（指对给定值）。纹波中包含高频及低频两部分，高频部分是由开关频率造成的，靠输出滤波器抑制；低频部分是由电网波动引入的，主要靠系统负反馈克服。

3 系统分析与设计 3.1

方案比较

在稳定电源设计中，常用的补偿方法是PI 或PID 算法设计补偿网络。由PI 调节器补偿后，系统的抗高频干扰能力增强，但是动态性能差。当加入

微分（D ）算法后，系统的响应速度会有明显提高，但是也有缺点：（1）引入了额外的零点，从而对高频信号十分敏感，容易造成放大器堵塞；（2）对开关纹波的放大倍数大，容易使放大器进入非线性区。我们尝试选用超前-滞后（AD ）PID 补偿网络进行补偿，如图4所示。

图4 超前-滞后补偿网络 Fig. 4 Advance-delay compensation net

3.2

基本设计

我们希望得到如下的稳压电源：输入电压为300 V ，输出电压为60 V ，最大输出电流12 A ，输出电压精度好于1‰，纹波不大于1‰。开关变换器采用IGBT 器件，开关频率s f =26 kHz ，变压器初级

对于次级的变比为4∶1（0.25n =）

，变压器的占空

第9期

赵 涛等：高性能开关型直流稳压电源的设计 647

比为2×0.4，全桥移相控制PWM 脉冲由一片UC3875给出（m 2.65U = V ），f 454L = µH ，f 470C = µF ，l 6R = Ω，反馈取样系数0.05β=，变压器漏感lk 40L = µH ，PWM 调节近似作为比例

环节。系统动态框图如图5所示。该系统中滤波器

的传递函数e ()H s 为：

e 2

f f d f f l 1

()(/)1

H s L C s R C L R s =+++ （1）

其中

2

d lk s 40.25R n L f ==Ω （2）

图5 系统动态结构 Fig. 5 Dynamic structure of the system

由图4得到系统的开环传递函数为：

s

o e 1c m 2()()()()()nU W s H s G s G s G s U β== （3）

其中

16244.72()0.21310 1.93210 1.042G s s s −−=×+×+ （4）

c ()G s 是根据需要而设计的补偿环节。我们尝试选用超前-滞后补偿网络（如图4）。各参数标示于

图中。 传递函数为：

2

11234c 311224255(1)[1()]()[1()](1)3.1(1 2.410)(17.8710)(10.148)(1 1.5110)R C R s C R R s G s R C R R s C R s s s s s −−−+++=++++×+×=++× （5）

再加入一个70倍的放大器，于是开环传递函数

写为：

32o

13483521.91410() 4.8010 3.161024.321013.43.11100.154 1.042

s W s s s s s s −−−−×+=→×+×++←×++ （6）

这样一来就得到补偿后的Bode 图，如图6所

示。由图6可以看出，系统相位余量是39.5º，穿越

图6 超前-滞后补偿后的开环Bode 图（上: 50 dB/div,下: 45°/div ，频率: Hz ） Fig. 6 Bode diagram with AD compensation(upper: 50 dB/div, lower: 45o /div, freq: Hz)