峰值电流模式控制总结(完整版)
开关电源的控制策略-峰值电流型控制技术的原理(pdf版,免费下载)
Vg S T iL D
功率级
L C
Vo R
d
驱动
R f1 HVo Z2 Z1
隔 离
Ri
调制器
Fm
R f2
Vc1
补偿器
Ri x i L
Vc
外部斜波
Vref
Vm Ts
Se
2：峰值电流型控制技术的工作原理
假定电源已工作于稳态 (V g , Io , Ta , Vo ) ，且是稳定的，当环境变量 (V g , Io , Ta ) 中的任何 一个发生 变化时，将导致输出电压 (V o ) 跟着变化，如输出电压增加，则经反馈和误差放大后，将使误差放大器 的输出 ( vc1) 减小，从而使开关 S 的导通占空比 (d ) 减小，结果是阻止输出电压的增加。只要环路足够 快、误差放大器的直流增益足够大，输出电压就不会因环境变量的变化而变化，从而达到稳定输出的目 的。 峰值电流型控制技术不同于其它控制技术的是：它的导通占空比由误差放大器的输出电压和电感电 流的峰值共同控制。 由于电感电流的峰值通常与输入电压有关，故这种控制控制具有输入电压的前馈作 用，其电压环更容易补偿。 峰值电流型控制技术是开关电源中应用最早的控制技术，通常用于中小功率的开关电源。这种控制 技术在电源开机过程中，会自动限制开关电流，故可不加软启动电路。
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峰值电流模式控制总结(完整版).
峰值电流模式控制总结PWM (Peak Current-mode Control PWM)峰值电流模式控制简称电流模式控制。
它的概念在60年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。
在70年代后期才从学术上作深入地建模研究 。
直至80年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路（UC3842、UC3846）的出现使得电流模式控制迅速推广应用，主要用于单端及推挽电路。
近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。
如图1所示，误差电压信号 Ue 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的其峰比较，然后得到PWM 值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号UΣ脉冲关断时刻。
因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。
图1采用斜坡补偿的BUCK电流型控制1. 峰值电流模式控制PWM的优点:①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。
电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。
功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。
在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。
由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。
②虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。
即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。
因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。
峰值电流模式控制逆变焊机控制电路的设计
峰值电流模式控制逆变焊机控制电路的设计河南科技大学材料科学与工程学院夏田朱锦洪摘要：讨论了峰值电流模式的原理及优缺点，并针对UC3846设计了斜坡补偿电路及焊机保护电路。
关键词：峰值电流模式UC3846 斜坡补偿Abstract: the article discussed the merit and defect of the peak current mode control ,the slope compasation circuit and the protect circuit is designed for the welding machine.Key word: peak current mode UC3846 slope compasation0 前言：逆变焊机的最主要组成部分是逆变弧焊电源，它的功能是把工频交流电整流，再通过功率晶体管的开关逆变成高频交流方波，然后通过变压器降压，整流二极管整流，通过焊枪和工件产生焊接电弧，包括恒压，恒流外特性。
逆变弧焊电源一般采用脉宽调制（PWM）方式，通过调节直流电平来调节输出电压或电流，逆变电源PWM控制方式有电压型和电流型两种，电压型只通过将输出电压反馈和给定电压反馈比较来控制PWM脉冲变化从而控制逆变开关和电源的输出。
电流型PWM控制是用一个电流传感器去检测变压器原边的电流，反馈到PWM芯片，参与PWM调节，形成电压电流双闭环控制系统。
1．电流型控制有许多的优点：1.1逐个脉冲控制，动态响应快，调节性能好：因为检测的是原边电流，所以不会出现电压型控制电路中由于滤波电感的存在而导致响应速度慢的问题，因此电流型控制有输出精度高，稳定性好的优点。
1.2具有瞬态的保护能力，能迅速对电力电子器件进行保护：因为内环逐个脉冲控制，当变压器原边电流过流时，能迅速对电力电子器件进行保护。
1.3能防止高频变压器偏磁的发生：高频变压器发生偏磁时，励磁电流增加，容易烧毁变压器，电流型控制中采用检测原边电流的方法，能自动对称变压器的动态磁平衡。
峰值电流模式控制逆变焊机控制电路的设计
峰值电流模式控制逆变焊机控制电路的设计峰值值流模式控制逆值值机控制值路的值值逆值值机的最主要值成部分是逆值弧值值源～的功能是把工值交流值整流～再通值功率晶管它体的值值逆值成高值交流方波～然后通值值值器降值～整流二管整流～通值值值和工件值生值接值弧～包极括恒值～恒流外特性。
逆值弧值值源一般采用值值制;脉,方式～通值值值直流值平值值值出值值或来PWM值流～逆值值源控制方式有值值型和值流型值～值值型只通值值出值值反值和值定值值反值比值控两将来PWM制脉冲从值化而控制逆值值值和值源的值出。
值流型控制是用一值流值感器去值值值值器原个PWMPWM值的值流～反值到芯片～参与值值～形成值值值流值值控制系值。
双PWMPWM,值流型控制有值多的值点,1逐控制～值值值快～值值性能好,因值值值的是原值值流～所以不出值值值型控制值路个脉冲响会1.1中由于值波值感的存在而值致值速度慢的值值～因此值流型控制有值出精度高～值定性好的值点。
响具有瞬值的保值能力～能迅速值值力值子器件值行保值,因值值逐控制～值值器原值内个脉冲当1.2值流值流值～能迅速值值力值子器件值行保值。
能防止高值值值器偏磁的值生,高值值值器值生偏磁值～磁值流增加～容易值毁值值器～值流型励1.3 控制中采用值值原值值流的方法～能自值值值值器的值值磁平衡。
称,控制值路的值值2值流控制芯片的工作原理2.1 UC3846值流模式控制分值峰值值流模式控制和平均值流模式控制。
采用的是峰值值流模式控UC3846制法～值值的值感值流和值值外值值定的值流值分值接收到即将比值器的段值行比值～如值,两PWM值值器一次值值流采值信被放大三倍后值值值差放大信比值～然后去控制号与号脉值值制信PWM号脉内的值。
值流值和值值外值同值起作用值值脉内号值～如果值值值器一次值出值值流～而外值值值信由PWM于存在值出值感值速度比值慢～值值流信被值值感器值值到后值值放大外值值值值差放大信响内个号霍与号比值后迅速值值会脉值～因此比值值型控制芯片值速度更快～在值值器磁芯响PWMUC3846PWM偏磁值～能同值值值值值器一次值和二次值的值流。
buck电路峰值电流控制
buck电路峰值电流控制
Buck电路是一种降压电路，可以将输入电压降低为较低的输出电压。
在Buck电路中，峰值电流控制是一种控制方法，通过调节开关管的导通时间，从而控制电路中的峰值电流大小。
峰值电流控制可以通过两种主要方式实现：电流模式控制和电压模式控制。
电流模式控制是通过测量和控制电感电流来实现的。
在电流模式控制中，通过对电感电流进行反馈，与参考电流进行比较，并根据比较结果调整开关管的导通时间，以达到控制电路中的峰值电流大小的目的。
这种控制方法可以稳定地控制电路的输出电流。
电压模式控制是通过测量和控制输出电压来实现的。
在电压模式控制中，通过对输出电压进行反馈，与参考电压进行比较，并根据比较结果调整开关管的导通时间，以达到控制电路中的峰值电流大小的目的。
这种控制方法可以稳定地控制电路的输出电压。
无论是电流模式控制还是电压模式控制，峰值电流控制都可以实现Buck电路中峰值电流的精确控制，从而确保电路的工作稳定性和安全性。
pfc 峰值电流控制
pfc峰值电流控制
PFC峰值电流控制是一种功率因数校正（PFC）电路中的控制策略，其工作原理是：在电感电流达到电流基准之前，开关一直处于导通的状态；电流基准是由全波整流电压的采样值与电压环误差放大器的输出乘积决定的。
当电感电流达到电流基准后，经比较器输出一关断信号，使开关管截止；之后由定频时钟再次开通开关，如此进行周期性变化。
电感电流的峰值包络线跟踪整流电压Vdc的波形，使输入电流与输入电压同相位，并接近正弦波。
PFC峰值电流控制的优点是实现容易，但缺点是当交流电网电压从零变化到峰值时，其占空比由最大值（通常为95%）变化到最小值（峰值电网电压附近）。
在占空比>50%时，电流环会产生次谐波振荡现象，这种现象常出现在恒频PWM DC/DC变换器中，因此，这个电路中也会发生这种现象。
峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用
峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用峰值电流模式控制（Peak Current Mode Control）是一种常见的控制技术，广泛应用于各种DC-DC变换器和AC-DC变换器中，包括移相全桥变换器。
本文将重点讨论峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用。
移相全桥变换器是一种常用的高性能直流-交流转换器，广泛应用于电力电子领域，常用于从直流电源到交流负载的电力转换。
移相全桥变换器的基本原理是使用四个功率开关构成一个H桥，通过对开关的控制来实现对输出电压的调节。
峰值电流模式控制是一种电流反馈控制技术，通过对输出电流的监测和反馈，实现对输出电压的稳定控制。
在移相全桥变换器中，峰值电流模式控制主要应用于输出电流的限制和电压调节。
首先，峰值电流模式控制可以通过调节开关的占空比来限制输出电流的最大值，确保电流在设定边界内运行。
对于高功率应用，限制输出电流可以有效地提高系统的可靠性和稳定性。
其次，峰值电流模式控制还可以用于输出电压的调节。
通过对输出电流的实时监测和反馈，控制器可以根据负载变化以及输入电压变化来调整开关的占空比，从而实现对输出电压的精确控制。
这种控制方式对于电流快速变化和负载变化范围广泛的应用非常有效。
峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用还包括保护功能。
通过监测电流的波形和幅值，控制器可以检测到过流、过载和短路等故障情况，并及时采取相应的措施，如关闭开关，避免系统的损坏。
这种保护功能对于提高系统的可靠性和安全性非常重要。
此外，峰值电流模式控制还可以应用于电磁干扰（EMI）的抑制。
通过控制开关的频率和占空比，可以有效地降低系统中产生的高频噪声和电磁辐射，减少对周围电子设备的干扰。
这对于电力电子系统的实施和电磁兼容性非常重要。
总的来说，峰值电流模式控制在移相全桥变换器中具有广泛的应用前景。
通过对输出电流的监测和反馈，可以实现对输出电压的稳定控制、输出电流的限制、保护功能和EMI的抑制。
这些应用可以显著提高系统的可靠性、稳定性和性能，适用于各种高性能直流-交流转换器的应用场景。
电压、电流的反馈控制模式
电压、电流的反馈控制模式电压、电流的反馈控制模式现在的高频开关稳压电源主要有五种PWM反馈控制模式。
电源的输入电压、电流等信号在作为取样控制信号时，大多需经过处理。
针对不同的控制模式其处理方式也不同。
下面以由VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例，叙述五种PWM反馈控制模式的进展过程、基本工作原理、电路原理暗示图、波形、特点及应用要｀氪，以利于挑选应用及仿真建模讨论。
（1）电压反馈控制模式电压反馈控制模式是20世纪60年月后期高频开关稳压电源刚刚开头进展而采纳的一种控制办法。
该办法与一些须要的过电流庇护电路相结合，至今仍然在工业界被广泛应用。
如图1（a）所示为Buck 降压斩波器的电压模式控制原理图。
电压反馈控制模式惟独一个电压反馈闭环，且采纳的是脉冲宽度调制法，即将经电压误差放大器放大的慢变化的直流采样信号与恒定频率的三角波上斜坡信号相比较，经脉冲宽度调制得到一定宽度的脉冲控制信号，电路的各点波形如图1（a）所示。
逐个脉冲的限流庇护电路必需另外附加。
电压反馈控制模式的优点如下。
①PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调整时具有较好的抗噪声裕量。
①占空比调整不受限制。
①对于多路输出电源而言，它们之间的交互调整特性较好。
①单一反馈电压闭环的设计、调试比较简单。
①对输出负载的变化有较好的响应调整。
电压反馈控制模式的缺点如下。
①对输入电压的变化动态响应较慢。
当输入电压骤然变小或负载阻抗骤然变小时，由于主电路中的输出电容C及电感L有较大的相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，而输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才干传至PWM比较器将脉宽展宽。
这两个延时滞后作用是动态响应慢的主要缘由。
①补偿网络设计原来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化的现象使其更为复杂。
①输出端的LC滤波器给控制环增强了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增强一个零点举行补偿。
①在控制磁芯饱和故障状态方面较为棘手和复杂。
基于峰值电流模式的同步Buck变换器的数字控制
基于峰值电流模式的同步Buck变换器的数字控制作者：刘松斌高建海来源：《现代电子技术》2015年第09期摘要：研究同步Buck变换器的连续时间模型和离散时间模型，分析了变换器工作于峰值电流模式控制下负载恒定和负载动态变化的闭环系统，应用全状态反馈设计闭环系统的控制策略，使用PSPICE软件对设计电路进行搭建，仿真结果表明，设计的动态跟踪系统不仅能实现闭环极点的任意配置，而且能跟踪参考给定值并实现零稳态误差。
最后，用Matlab分析了与负载变化相关的闭环极点灵敏度。
关键词：同步Buck变换器；极点配置；峰值电流模式；实验仿真中图分类号： TN624⁃34； TM46 文献标识码： A 文章编号： 1004⁃373X（2015）09⁃0121⁃04Abstract： Continuous⁃time state model and discrete⁃time model of the synchronous Buck converter are studied， the constant load and dynamic load of the close⁃loop system is analyzed which is controlled by peak current mode of the Buck converter. The close⁃loop system is designed based on the full⁃state feedback， the design circuit is constructed by PSPICE software， and simulation results show that： the output voltage is followed by the reference， the zero steady⁃state error is obtained， and the closed loop poles are arbitrarily placed， with the proposed dynamic tracking system. Finally， the sensitivity of the closed⁃loop poles with the relavant of load variation is analyzed by MATLAB software.Keywords： synchronous Buck converter； pole⁃placement； peak current mode；experimental simulation0 引言模拟控制器的生产厂商设计控制器一般采用电压反馈的比例控制或是比例积分控制，其控制环路是基于相位裕度来衡量系统的稳定性，这种方法限制了根轨迹上的极点位置。
开关电源PWM的五种反馈控制模式
一、引言PWM开关稳压或稳流电源基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。
PWM的开关频率一般为恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。
由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。
对于定频调宽的PWM闭环反馈控制系统，主要有五种PWM反馈控制模式。
下面以VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例说明五种PWM反馈控制模式的发展过程、基本工作原理、详细电路原理示意图、波形、特点及应用要点，以利于选择应用及仿真建模研究。
二、开关电源PWM的五种反馈控制模式1. 电压模式控制PWM (VOLTAGE-MODE CONTROL PWM)：如图1所示为BUCK降压斩波器的电压模式控制PWM反馈系统原理图。
电压模式控制PWM是六十年代后期开关稳压电源刚刚开始发展起就采用的第一种控制方法。
该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界很好地被广泛应用。
电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的慢变化的直流信号与恒定频率的三角波上斜波相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度，见图1A中波形所示。
逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。
主要缺点是暂态响应慢。
当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为有较大的输出电容C及电感L相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。
这两个延时滞后作用是暂态响应慢的主要原因。
图1A电压误差运算放大器（E/A）的作用有三：①将输出电压与给定电压的差值进行放大及反馈，保证稳态时的稳压精度。
摘要讨论了平均电流法和峰值电流法的控制特点,并详细分析了平均
摘要：讨论了平均电流法和峰值电流法的控制特点，并详细分析了平均电流法控制芯片UC3854BN的应用，最后提供了实验波形。
关键词：平均电流控制；峰值电流控制；功率因数校正；斜坡补偿；次谐波振荡1 平均电流法和峰值电流法的比较我们知道开关功率电路的电路拓扑分为电流模式控制和电压模式控制，由于电流模式控制具有动态反应快、补偿电路简化、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点而取得了越来越广的应用。
电流模式控制分为峰值电流模式控制和平均电流模式控制两种。
峰值电流法是将实际检测的电感电流和电压外环设定的电流值输入PWM比较器进行比较，如图1所示。
峰值电流法的电流环增益较低。
平均电流法是将实际电感电流和电压外环设定的理想电流接到一个高增益的电流误差放大器，通过电流误差放大器将电流误差放大再接到PWM比较器，和一个大幅值的锯齿波（即振荡器的坡度）比较，如图2所示。
峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比主要有以下缺点：1）对噪声敏感峰值电流模式控制是将电感电流的上升沿（即开关电流）同设定的电流值相比较，当瞬态电流达到设定值，PWM比较器输出翻转将功率开关管关断。
电感电流上升到设定值的坡度即（U in-U O）/L很小，特别是U in小时坡度更小，所以这种控制方法易受噪声干扰。
每次开关管通断时都会产生一个噪声尖峰。
并且耦合到控制电路的一个小电压就能使开关管迅速关断，使电路处于次谐波运做模式而产生很大的纹波。
而平均电流模式而是将电流放大器的输出和晶振比较，当时钟脉冲使功率开关管开通后，晶振幅度迅速降到了一个低值，所以平均电流模式抗干扰能力强。
2）需斜坡补偿图3及图4分别是D（占空比）大于50％和小于50％时峰值电流控制的电感电流波形图。
其中Ue是电压放大器输出的电流设定值，Δ Io 是扰动电流，m1、m2分别是电感电流的上升沿及下降沿斜率。
从图中可以看出当D< 50％时扰动电流引起的电流误差Δ I1变小，而 D >50％时扰动电流引起的电流误差Δ I1变大。
峰值电流模式控制ic
峰值电流模式控制ic峰值电流模式控制IC（Peak Current Mode Control IC）是一种常用于开关电源控制的集成电路。
它能够根据负载需求自动调整开关管的工作状态，以提供稳定的输出电压。
本文将介绍峰值电流模式控制IC的工作原理、优势以及应用领域。
一、工作原理峰值电流模式控制IC采用了一种反馈控制的策略，即通过测量输出电流的峰值来调节开关管的工作状态。
其基本原理如下：1.1 参考电压生成峰值电流模式控制IC内部通常会集成一个参考电压电路，它会生成一个稳定的参考电压作为基准。
这个参考电压一般是固定的，用于与输出电流进行比较。
1.2 输出电流检测峰值电流模式控制IC会通过一个电流传感器或电阻来检测输出电流的大小。
输出电流的峰值与开关管的导通时间和输出电压有关。
1.3 比较与控制将参考电压与输出电流的峰值进行比较，可以确定开关管的工作状态。
当输出电流达到峰值时，控制IC会发出一个关断信号，使开关管停止导通；当输出电流低于峰值时，控制IC会发出一个启动信号，使开关管重新导通。
1.4 脉宽调制控制IC会根据输出电流的峰值调整开关管的导通时间，从而控制输出电压的稳定性。
当输出电流较大时，导通时间会相应增加；当输出电流较小时，导通时间会相应减少。
二、优势峰值电流模式控制IC相比于其他控制方式具有以下优势：2.1 快速响应能力峰值电流模式控制IC能够实时监测输出电流的峰值，并根据需求调节开关管的工作状态，从而能够快速响应负载变化。
这种快速响应能力有助于提高系统的动态性能和稳定性。
2.2 抗干扰能力强峰值电流模式控制IC采用了电流反馈控制策略，具有较强的抗干扰能力。
它能够自动调整开关管的工作状态，使输出电压稳定在设定值附近，从而减小外部环境变化对系统性能的影响。
2.3 系统可靠性高峰值电流模式控制IC具有过流保护和过压保护等功能，能够有效保护开关管和负载器件，提高系统的可靠性和稳定性。
三、应用领域峰值电流模式控制IC广泛应用于各种开关电源系统中，包括电视机、电脑、通信设备、工业控制等领域。
峰值电流模式控制buck电路小信分析
表方解 Byung通键o 点键o限容供者t釐p 示o身量 综釐spons釐 of 身 点urr釐nt-空o量釐-点ontro馈馈釐量 D点-to-D点 点onv釐rt釐r供容 益特特特 示og 简o容T-源特者小性性小感小峰控方性控
表抗解 综容D身v限量 空限量量馈釐过roo频容 T键釐 理釐n釐r身馈 环釐釐量过身通频 T键釐or釐验果 源 环限n身馈 者o馈ut限on for 环釐釐量过身通频 者yst釐验s 容益特特特 空限通row身v釐 验身g身z限n釐容 源pr限馈 得峰峰控容
表控解 综容D身v限量 空限量量馈釐过roo频容 源pprox限验身t釐 源n身馈yt限通 综oots of 身 素o馈yno验限身馈 容
如ω0 =
1 Lf *Cf
Q1 = Rl
ω0 Ro + Rc +
1
Lf
Cf * (Rl + Ro)
过o量釐 p馈ot
性
He(
f
)
=
1+
s( f −2 *
) fs
+
s( f (π *
)2 fs)2
抗
Ti( f ) = Fm *Gid ( f ) * Ri * Fi * He( f ) 控 感
控抗容是频电z如
控控容感方
Gv( f ) =
Fm *Gvd ( f )
操
1+ Ti( f ) − kr * Fm *Gvd ( f )
峰值电流控制模式DC-DC BUCK 变换器的斜坡补偿研究
收稿日期：2019-03-24 作者简介：高鹏飞（1993-），男，陕西西安人，研究生，主要 研究方向为电力电子。
由图 1 可知，输出电压 Vo 经过采样电路后与误差 比较器中设定的参考电压 Vref 进行比较，比较后得到的 信号经过补偿网络得到控制信号 Vcp，Vcp 再和采样得到 流过功率开关管的信号 Vrs 一起送至 PWM 比较器，从 而产生使开关管 Q1 导通的驱动信号。
周期结束后，扰动量变为 α2δin ＞ 0。由此可知：
δinT=(-α)nδin
（3）
其中，α
=
D D′，δinT
是第
n
个周期的扰动量。
随着 n 的增加，如果扰动量最终下降为零，则系
统稳定，即当 D ＞ 0.5 时，α ＞ 1，系统不稳定；当 D
＜ 0.5 时，α ＜ 1，系统稳定。
扰动量的变化频率为开关频率的一半，这就是次
δ in+1 = αδ in ,α＞0, 且 α ＞1 δ in = −δ in+1, δ in+1 ＞ δ in
（2）
由式（2）可知，当占空比 D ＞ 0.5 时，如果以第
n 个周期为起点，给电感电流施加一个微扰动量 δin，
且 δin ＞ 0，则在该周期结束后，扰动被放大为 αδin；
在第（n+1）个周期开始时，扰动量为 δin+1=αδin，这个
Key words：peak current；subharmonic oscillation；slope compensation
0 引 言
DC-DC 功率变换器具有高效率、高功率密度及高 可靠性等优势，被广泛应用于各领域 [1]。DC-DC 变换 器的诸多控制方式中，最常用的控制方式有两种：电 压控制和电流控制。其中，电流控制又分为平均电流 控制、峰值电流控制及滞环电流控制。峰值电流控制 具有改善开关调节系统瞬态特性、限制功率管最大电 流值、改善开关调节系统稳定性、补偿电路简单及增 益带宽大等优点 [2]。但由于电路引入了功率开关管等 非线性的器件和反馈控制环节，影响了变换器的稳定 性能，本文将以人工斜坡补偿的方法来实现系统的稳 定性控制 [3]。
PFC峰值控制模式
电流模式降压控制器的精确控制环路标签: 控制器电流2012-09-16 14:56峰值电流控制模式通常是电源设计人员的首选方案，因为其控制-输出传输函数具有一阶频率响应特性。
基于一阶模型的控制回路设计的相位裕量接近90°。
然而，实际应用中发现所能获得的相位裕量远远小于90°，具体取决于单位增益频率的选择、占空比和所采用的斜率补偿，这是由于控制回路电流比较器的采样效应引起的。
本文描述了MAX1954A电流模式控制器的控制回路设计，设计时考虑了采样效应的影响，准确预测了相位裕量。
这里使用的分析方法并不针对MAX1954A，能够适用于目前市场上的大多数电流模式降压IC。
一阶模型降压型DC-DC转换器的典型电流模式控制环路如图1所示。
采用固定频率时钟(CLK)导通高边MOSFET。
PWM比较器反相输入端由电感电流产生的电压大于控制电压vc时，Q1关闭。
通过vc设置峰值电感电流，以保持输出电压vo的稳定。
这样，输出电感表现为一个电流源，从而得到一阶控制-输出传输函数。
斜坡补偿电压vs 加到PWM比较器的第二反相输入端，在占空比高于0.5时可防止工作周期内的谐波不稳定性，提高噪声抑制。
电流控制模式的相关波形如图2所示。
图1. 峰值电流控制模式电路原理图图2. 电流控制模式波形图控制-输出传输函数通常用于设计峰值电流模式控制器，如下式所示：由上式可以估算输出电容Co和负载电阻Ro产生的极点ωp。
由该式还可估算出输出电容及其等效串联电阻(ESR) Rc产生的零点ωz。
由以上模型得出的增益和相位与实际应用获得的值不同，这是由于PWM比较器的“采样和保持”效应，每周期仅对电流波形采样一次的结果。
查阅参考文献[1]可知：必须对以上公式中的简单峰值电流控制模型加以改进，使其在1/2开关频率处具有双极点，以体现采样效应。
估算相位裕量下文描述了MAX1954A电流模式控制器的环路设计，考虑高频效应并精确估算了相位裕量。
大功率弧焊逆变器峰值电流控制电路
大功率弧焊逆变器峰值电流控制电路移相全桥零电压软开关电路拓扑结构简单、紧凑，软开关控制的实现较容易，比较适合大功率应用场合，在此基础上提出一种在功率变压器二次侧串联饱和电感、充分利用变压器励磁能量拓宽软开关范围的新型移相全桥零电压软开关电路拓扑，这种新型软开关逆变器由于取消了高频功率变压器的漏感条件对绕组散热的制约，可以进一步增大高频功率变压器的输出功率。
峰值电流控制模式是20世纪80年代出现的新型控制模式，优点十分突出，将电流峰值移相控制技术和上述大功率软开关技术相融合应用于大功率弧焊逆变器，可以有效地解决偏磁和功率器件的保护等问题，使大功率弧焊逆变器实现全范围软开关运行。
1 峰值电流模式逆变器工作原理新型大功率软开关弧焊逆变器工作原理如图1所示。
三相工频交流电经过整流滤波、全桥零电压电焊机大功率弧焊逆变器峰值电流控制电路设计逆变、高频降压、二次侧整流后得到所需要的输出信号，控制电路则由峰值电流反馈和输出反馈组成双闭环控制，并通过移相控制实现零电压软开关换流。
移相PWM单片集成控制器能够提供全桥软开关变换器所需的反馈控制、解码和保护等全部功能，应用这些专用集成电路可以极大地简化移相控制电路的设计和调试工作，并能显著地提高大功率逆变器的可靠性。
本研究采用美国Umitrode公司最近推出的改进型移相软开关控制器UC3879，该芯片从总体结构上可划分为3个部分：脉宽调制信号发生器；移相驱动指令形成电路；工作电源及保护等辅助电路。
该芯片具有众多优点，能够满足采用峰值电流控制的脉宽调制的需求。
从峰值电流模式工作原理图可知在峰值控制电路的设计上，主要涉及到2个关键问题：一是峰值信号及原边瞬态电流信号的检测和处理；二是峰值信号的斜率补偿问题。
2 峰值信号的检测与处理在本研究的大功率软开关弧焊逆变器中，功率变压器一次绕组的电流高达100A以上，在信号检测器件方面，采用霍尔传感器是一个比较理想的选择。
霍尔传感器利用霍尔效应来对信息进行传感与处理，测量的线性度好(<1%)、电流跟踪速度高(50A/μs)绝缘性能好(>2500V)可以直接检测载有直流分量的高频交流信号，而不存在磁通复位等问题，具有较高的性价比。
高频开关电源的电流峰值控制
高频开关电源的电流峰值控制
假设Buck PWM 转换器工作在电流连续模式。
则图1（b）所示即为峰值电流型PWM 控制系统的工作波形图。
开关电流iv 的峰值与电感电流iL
的峰值相同。
在一个开关周期的开始，由时钟脉冲信号CLK 通过触发器去驱
动开关管V 的导通，当电流iv 的检测信号峰值达到电流给定值Ue（即外环电压调节器的输出）时，触发器翻转，开关管V 关断。
因此只要系统中的电流稍有转换时，占空比Du 就可以快速地产生调节作用，使输出电压U。
接近于给
定值Ur。
图1 Buck PWM 转换器峰值电流型控制系统原理
峰值电流型PWM 控制的优点是：消除了输出滤波电感在系统传递函数中产生的极点，使系统传递函数由二阶降为一阶，解决了系统有条件的环路稳定性问题：具有良好的线性调整率和快的动态响应；固有的逐个开关周期的峰值电流限制，简化了过载保护和短路保护；多个电源模块并联时容易实现均流。
其缺点是：不能准确地控制电感的平均电流，回路的增益对市电电网电压变化敏感，开关噪声容易造成开关管的误动作（即抗干扰性差）等。
更为重要的是，对于最常用的PWM 调制方式，当占空比D0．5 时，电流环不能稳定，并导致开关频率降低，电流、电压的纹波增大。
这时需要外加周期性的斜坡函数来补偿，以使系统稳定如图2 所示。
在电流调节器的输人端，外加一个补偿锯齿波ux 与给定电流Uc 合成一个斜率为Mc 的斜坡函数（倒锯齿波）u′c。
u′c＝Uc-ux然后iV 或iL 与u′c比较后，产生宽度为Du 的脉冲如图2（b）所示。
峰值电流型脉宽调制的稳定性分析如下：。
峰值电流模式控制数字移相全桥变换器的分析与设计
Ｇ（ ｚ ） ＝ Ｚ ［ ＫＡ Ｄ ｃ ＫＤ Ａ ｃ Ｇ ｈ Ｇ ｉ ］ ＝
图 ３ 不 同 ｍ 时 电 流环 伯 德 图
Ｆｉ ｇ ． ３ Ｂｏ ｄ ｅ ｐｌ ｏ ｔ ｏ ｆ ｃ ｕ ｒ ｒ ｅ ｎ ｔ ｌ ｏ ｏ ｐ、 】 ｌ ｒ ｉ ｔ ｌ Ｉ ｄ ｉ ｆ ｆ ｅ ｒ ｅ ｎ ｃ ｅ ｍ
偿 ，则 开 环传 递 函数 可表 示 为 Ｇ ｉ ＝ Ｆ 珂 Ｇ ｖ ｄ ， （ １ ＋ ） ，
伯 德 图 如 图 ４所 示 。 当未 加 斜 坡 补 偿 时 。 ４ ０ ０ ｘ １ ０ ，
ｒ ａ ｄ ／ ｓ ｅ ｃ处 ， 即是 １ ／ ２工 作频 率 点 ， 相 位 上爬 ， 增 益 下
频 率／ ｒ ａ ｄ ／ ｓ
值 是输 出滤 波电感 电流的下降斜率 ，即 ｍｃ ＝ ２ ． ２ ８ ６ ， 由
伯 德 图可 以说 明 ， 经 验取值 下 电流环是 稳 定 的 ， 本文
图 ４ 双 环 下 斜 坡 补 偿 对 系 统 影 响
Ｆ ｉ ｇ ． ４ Ｅｆ ｆ ｅ ｃ ｔ ｓ ｏ ｆ ｓ ｌ ｏ ｐ ｅ ｃ ｏ ｍｐ ｅｎ ｓ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ｉ ｎ ｄ ｏ ｕ ｂ ｌ ｅ － ｌ ｏ ｏ ｐ
２ ． ３ 延 时对 系统 稳定性 的影 响 数 字 系统相 较 于模拟 系 统 ， 一 个 突 出的特 征 就
数 字控 制 电路 的 补偿 网络 设 计 必 须考 虑延 时 因素 ， 从 根轨 迹 可 以看 出 ， 未加 补 偿 时 原 系 统是 不
第 ２期
王
均， 等： 峰 值 电 流 模 式 控 制 数 字 移相 全桥 变换 器 的分 析 与 设 计
７ ３
电流采 样 电 阻是 无关 的 ， 也 即实际 中采 样 增益 不 影 响 电 流环 的稳 定特 性 。 以 ｍ 。 为变 量 ， 伯德 图如 图 ３ 所示。
DC-DC变换器峰值电流控制与平均电流控制的分析与比较
【 杨汝 ． 均 电流模 式的控 制 电路 设 计 ．电 力电 ３ １ 平
子技 术 ，０２３ （ ）６ —９ ２０ ，６４ ：６ ６．
『 陈慧宁． ４ １ 带片上电流感应技术的电流模式升压 Ｄ — Ｃ变换器的研 究与设计ｆ］ ＣＤ Ｄ． 成都： 电子科技大 学，０ ６ ２０ ． 『 王颢雄， ５ ］ 王斌 ， 周丹， 黄凯雄 ， 崔景秀．ｏｓ升压 Ｂｏｔ 变换 器 平均 电流控 制 模 式的 仿 真叽．三峡 大学 学 报（ 自然科学版）２０ ，７ ６ ：１— １． ，０５ ２ （ ）５４ ５７ 黑龙江工程学院科 学 究项 目， 目编号： 研 项
广泛 采 用。 关键 词 ： 变换 器 ； 制方 式 ； 值 电流模 式 ； 均 电流模 式 控 峰 平
１概述 Ｄ — Ｃ变换 器 的控 制 方式 分 为 电压 模 式 和 ＣＤ 电流模式两种 ，电流模式又分成峰值 电流模式和 平均电流模式。电压型控制方式的基本原理是通 过误差放大器输出信号与锯齿波进行 比较 ，产生 Ｐ Ｍ控制信号。 Ｗ 电流型控制是指将误差放大器输 出信号与采样到的电感峰值电流进行 比较 ，从而 对输出脉冲的占空比进行控制，使输出的电感峰 值 电流 跟 随误差 电压 变化 而变 化 。 ２峰值电流控制模式 在 Ｄ — Ｃ变换器中，使用单一的电压反馈 ＣＤ 控制环难以保证系统在受到扰动作用时，既有很 好的动态品质又不致造成系统失稳 。 为此， 取输出 电压和电感电流两种反馈信号实现双环控制 ， 这 就是电流控制模式。峰值电流控制 Ｂ ｏｔ ｏｓ变换器 的原理 如 图 １ 所示 。 峰值 电流 控 制 作 为 电流 型控 制 的一 种 实 现 方式， 采用双环控制 。在双闭环控制系统 中， 分为 内环和 外环 ， 内环为 电 流反馈 环 ， 环 为 电压反 馈 外
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峰值电流模式控制总结PWM (Peak Current-mode Control PWM)峰值电流模式控制简称电流模式控制。
它的概念在60年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。
在70年代后期才从学术上作深入地建模研究。
直至80年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路（UC3842、UC3846）的出现使得电流模式控制迅速推广应用，主要用于单端及推挽电路。
近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。
如图1所示，误差电压信号 Ue 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的其比较，然后得到峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号UΣPWM脉冲关断时刻。
因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。
图1采用斜坡补偿的BUCK电流型控制1. 峰值电流模式控制PWM的优点:①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流环。
电流环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。
功率级是由电流环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。
在该双环控制中，电流环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。
由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。
②虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。
即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。
因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。
在小信号分析时，这种电路可以忽略电感的存在。
因此，在整流器的输出端，增益和相移是由并联的输出电容和负载电阻确定的。
这样，电路最多只有900相移和20分贝/十倍频而非40分贝/十倍频的增益衰减。
③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美；④简单自动的磁通平衡功能；⑤瞬时峰值电流限流功能，即在固有的逐个脉冲限流功能；⑥自动均流并联功能。
2峰值电流型控制存在的问题下面主要讨论峰值电流型控制存在的问题及利用斜坡补偿克服所存在问题的方法，并给出斜坡补偿的实施方案。
2.1开环不稳定性在不考虑外环电压环的情况下，当恒频电流型变换器的占空比大于50％时，就存在环电流环工作不稳定的问题。
然而有些变换器（如双管正激变换器）它本身工作的脉冲占空比就不能大于50％，因此不存在问题。
而有些变换器的脉冲占空比不大于50％时，它的输入将会受到许多限制，如果在环加一个斜坡补偿信号，则变换器可以在任何脉冲占空比情况下正常工作。
下面介绍斜坡补偿工作原理。
图2表示了由误差电压Ve控制的电流型变换器的波形，通过一个拢动电流△I加至电感，当占空比<0.5时，从图2(a)所示可以看出这个拢动ΔI将随时间的变化而减小；电流IL但当占空比>0.5时，这个拢动将随时间增加而增加，如图2（b）所示。
这可用数学表达式表示：ΔI1=－ΔI0(m2/m1)(1)进一步可引入斜率为m的斜坡信号，如图2（c）所示。
这个斜坡电压既可加至电流波形上，也可以从误差电压中减去。
图2电流型变换器的开环不稳定性(a) D<0.5 (b)D>0.5 (c)D>0.5并加斜坡补偿图3 局部放大图由 几 何 关 系 可 知10m ab m ab ce ac i •+•-=+=∆m ab m ab bd bf i •+•-=-=∆21式 中 ： m 为 补 偿 信 号 上 升 斜 率 ；m1为 电 感 检 测 电 流 上 升 率 ；m2为 电 感 检 测 电 流 下 降 率 。
所 以 ， 经 过 一 个 开 关 周 期 后 ， 输 出 电 感 中 电 流 的 变 化 为 ΔI 1=ΔI 0（m-m 2）/(m 1-m)（2）要 系 统 稳 定 ， 偏 移 电 流 量 必 须 趋 近 于 零 ， 即0lim =∆=∞→n n i 故 系 统 稳 定 的 充 要 条 件 是112<--mm m m 因 为 在 稳 定 条 件 下 ， D· m 1=-(1－ D)m 2， 消 去 m 1， 整 理 后 ， 峰 值 电流 控 制 系 统 稳 定 充 要 条 件 为()32122K K K K K K K K K K K K K K DD m m ->由 式 （ 3） 可 知 ， 当 没 有 斜 率 补 偿 时 ， 即 m=0， 必 须 要 求 占 空 比D < 0.5， 这 就 是 理 论 上 不 加 补 偿 时 ， 占 空 比 D>0.5时 系 统 将 不 稳 定 ；在100％占空比下求解这个方程（3）有：m>(－1/2)/m2 (4)为了保证电流环路稳定工作，应使斜坡补偿信号的斜率大于电流波形下降斜率m2的1/2。
对图1所示的Buck 型变换器，m2等于(VO/L)RS 。
所以补偿波形的幅度A 应按下式计算： A>T*RS(VO/L) (5)从而保证变换器的占空比大于50％时变换器能稳定工作。
在 控 制 工 程 实 际 中 ， 补 偿 斜 率 m 一 般 取 为 m=(0.7～ 0.8)m2， 这 样 既 保 证 了 系 统 符 合 稳 定 条 件 ， 又 保 证 了 系 统 动 态 指 标 。
2.2次谐波振荡对电流型控制而言,环电流环峰值增益是个很重要的问题，这个峰值增益在开环频率一半的地方，由于调制器的相移可能在电压反馈环开关频率一半的地方产生振荡,这种不稳定性叫做次谐波振荡。
2.3 峰值电流检测与平均电流检测在电流型变换器中由平均电感电流产生一个误差电压,这个平均电感电流可用一个电流源来代替,并可以降低系统的一个阶次。
减小峰值电感电流与平均电流的误差电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。
因为峰值电流(流过功率开关或电感上)在实际电路中容易进行采样，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。
但是，电感电流与输出平均电流之间存在一定的误差，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流可以对应不同的平均电感电流，如图4所示。
而平均电感电流是唯一决定输出电压大小的因素。
与消除次谐波振荡的方法类似，利用斜波补偿可以去除不同占空比对平均电感电流大小的影响，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流，如图5所示。
在数学上可以证明，将电感电流下斜坡斜率的至少一半以上斜率加在实际检测电流的上斜坡上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。
因而合成波形信号U要有斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成构成。
当外加补偿斜坡信号的Σ斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。
因为若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号，见图1所示。
当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。
当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。
图4不同占空比时，相同峰值电感电流对应的平均电感电流图5利用斜波补偿消除不同占空比对平均电感电流的影响2.4 小纹波电流从性能的角度总希望纹波电流要小，首先它可以使输出滤波电容的容量减小，并在轻载时的电流连续工作模式下输出纹波小。
虽然对电流检测电路的小斜坡补偿量，在许多情况下可以得到小的纹波电流，但将由于随机和同步噪声信号的引入而致使脉冲宽度摆动。
并且斜坡补偿加到电流波形上将会产生一个更稳定的开关点，为达到这个目的，相对于电感电流这个补偿量m应大于m2，并且这对次谐波稳定是有必要的。
但任何斜坡补偿大于m=－(1/2)m2将使变换器的特性偏离理想电流型变换器而更像一个电压型变换器。
2.5 电流型控制不大适合于半桥型开关电源。
这是因为在半桥式电路中，通过桥臂2只电容的放电维持变压器初级绕组的伏－秒平衡；当电流型控制通过改变占空比而纠正伏－秒不平衡时，会导致这2只电容放电不平衡，使电容分压偏离中心点，然而电流型控制在此情况下试图进一步改变占空比，使电容分压更加偏离中心点，形成恶性循环。
3 电流型控制的斜波补偿实例3.1 3842补偿实例美国UNITRODE公司生产的电流型PWM控制芯片UC1842/43，具有外电路简单，成本较低等优点。
关于它的电性能与典型应用这里不再赘述，只简单介绍一下进行斜波补偿的方法。
图6说明了UC1842/43的2种斜波补偿方法：第一种如图6（a）所示，从斜波端（即脚4振荡器输出端）接一个电阻R1至误差放大器反相输入端（脚2），于是误差放大器输出呈斜波状，再与采样电流比较。
第二种方法如图6(b)所示，它从斜波端（脚4）接一电阻R2至电流采样比较器正端（脚3），这时将在Rs上的感应电压上增加斜波的斜率，再与平滑的误差电压进行比较。
用这2种方法，均能有效地改善电源的噪声特性。
(a)斜波补偿加至2端 (b)斜波补偿加至3端图6 利用UC1824/43的2种斜波补偿方法3.2 UC1846的斜坡补偿UC1846是一种采用斜坡补偿的电流型集成控制芯片，它具有恒频PWM电流型控制所需的控制电路和相关电路。
图7（a）和图7（b）表示采用UC1846实施斜坡补偿的两种电路原理图。
在第4脚的电流检测信号和斜坡补偿信号直接相加很容易实现，但这又在电流检测电路中引入了误差。
另一种方法就是把这个斜坡补偿加至误差放大器的反相输入端,采用这种方法的前提条件是:图7 UC1846采用不同斜坡补偿方法的电路原理图（a）斜坡补偿信号和电流检测信号相加（b）斜坡补偿信号直接和误差信号相加——开关频率固定(这种情况下R1/R2固定)，并且误差放大器增益固定；——计算所需斜坡补偿量时要把电压误差放大器,电流误差放大器的增益都考虑进去。
在任何一种情况下,一旦R2的值确定后,负载对CT的影响也可以确定。