级联型多电平变换器构成及控制方法
多电平逆变器简介
多电平逆变器拓扑结构及其控制策略的比较多电平逆变器主要有三种拓扑结构：二极管箝位型、飞跨电容型和级联型。
二极管箝位型电路需要保证直流侧电容均压，控制困难，实际应用中还是三电平电路为主，一般不超过五电平。
飞跨电容型，亦称电容箝位型，同样存在电容电压平衡控制及冗余开关状态优化的问题，实际应用较少。
级联型多电平逆变器，又称链式逆变器，以普通的单相全桥（H桥）逆变器为基本单元，将若干个功率单元直接串联，串联数越多，输出电平数也越多。
它的优点是不存在电容平衡问题，电PWM控弦波，5电平以一、NPC型多电平逆变器优点：1）可根据不同的需要选择不同的功率器件，提高功率器件的利用率；2）电平数越大，输出电压的谐波含量就越少，输出电压波形与正弦波就越接近；3）可直接实现大功率和高电压，功率变换装置的成本降低。
缺点：1）每相桥臂开关器件的工作频率不同，造成了各开关器件的负荷不一致；2）对于m电平电路来说，每个桥臂需要（m-1）（m-2）个箝位二极管，即随着电平数的增加，所需箝位二极管数目将快速增加，成本增加；3）电平数越大，利用冗余开关状态来平衡分压电容的电压平衡的控制算法就越复杂。
二极管箝位型三电平逆变器1.拓扑结构三电平逆变器共有33=27的空间电压矢量，3个零矢量，独立的空间电压矢量有19（=1+1*6+2*6）个，60°区域小三角形个数为1+3=4。
2.控制策略1实际上，2运算34①坐标变换采用的60°坐标系为g-h坐标系，取g轴与α轴重合，逆时针旋转60°为h轴，设参考矢量，坐标系α-β到g-h坐标系的坐标变换公式为：则坐标系a-b-c到g-h坐标系的坐标变换公式为：归一化处理后（矢量坐标整数化），将三电平逆变器的基本矢量变换至g-h坐标系，得到的变换到60°坐标系下三电平逆变器的空间矢量图如图所示：②矢量分区方法扇区的确定方法：空间矢量图可分成6个扇区（A-F），设参考电压矢量在60°坐标系中的坐标为。
级联型多电平变换器构成及控制方法
Project No. 3Report for High Power ConversionSystemsProject Title: Cascade multi-level converter and its controlmethodStudent Name:Email Address: @Phone No.Date: 2012.6.15Signature:级联型多电平变换器构成及控制方法初探浙江大学电气工程学院【摘要】本文介绍了级联型多电平变换器的一般构成方法，并对构成原则进行了初步的讨论并提出了新型级联型拓扑结构。
本文又对级联型多电平的控制策略进行了初探。
最后，本文提出一种改进型级联多电平变换器，并对其进行了简要分析。
【关键字】级联多电平控制方法Cascade multi-level converter and its control method( , College of Electrical Engineering , Zhejiang University)Abstract: This article describes the general composition of the cascade multi-level converter, and constitutes the principle of a preliminary discussion. It also proposes a new cascade topology and cascaded multi-level control strategy . Finally, this paper presents an improved cascaded multilevel converter and makes a brief analysis.Key words: cascade, control strategy, multi-level1.多电平变换器多电平变换器技术是一种通过改进变换器自身拓扑结构来实现高压大功率输出的新型变换器，它无需升降压变压器和均压电路。
多电平逆变器简介
多电平逆变器拓扑结构及其控制策略的比较多电平逆变器主要有三种拓扑结构：二极管箝位型、飞跨电容型和级联型。
二极管箝位型电路需要保证直流侧电容均压，控制困难，实际应用中还是三电平电路为主，一般不超过五电平。
飞跨电容型，亦称电容箝位型，同样存在电容电压平衡控制及冗余开关状态优化的问题，实际应用较少。
级联型多电平逆变器，又称链式逆变器，以普通的单相全桥（H桥）逆变器为基本单元，将若干个功率单元直接串联，串联数越多，输出电平数也越多。
它的优点是不存在电容平衡问题，电路可靠性提高，易于模块化，适合7电平、9电平及以上的多电平应用，是目前应用最广的多电平电路。
缺点是需要多路独立的直流电源且不易实现四象限运行。
多电平逆变器的PWM控制策略可分为：在上述的多电平逆变器的PWM控制法中，空间电压矢量控制法适用于三-五电平的逆变器，五电平以上的多电平逆变器空间电压矢量数目较多，控制算法复杂，不适合用该方法。
对于五电平以上的多电平逆变器，适合采用载波调制PWM控制法。
载波层叠PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，既可用于二极管箝位型和飞跨电容型逆变器，也可以应用于具有独立直流电源的级联型逆变器。
载波移相PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，则适合于级联型多电平逆变器。
开关频率优化PWM控制法由于正弦调制波中加入了三次谐波，因而只适用于三相多电平逆变器。
对于三相具有独立直流电源的级联型多电平逆变器，载波移相和开关频率优化结合的PWM控制法，可提高等效开关频率，控制效果更好。
多电平三相逆变器中，空间矢量密集，可供选择的矢量模大小种类很多，电压合成更加接近正弦波，所以多电平的空间电压矢量法控制进度高，输出电压的谐波含量小。
但在电平数在5电平以上的多电平逆变器中，此时空间电压矢量PWM法控制算法非常复杂。
一、NPC型多电平逆变器优点：1）可根据不同的需要选择不同的功率器件，提高功率器件的利用率；2）电平数越大，输出电压的谐波含量就越少，输出电压波形与正弦波就越接近；3）可直接实现大功率和高电压，功率变换装置的成本降低。
4象限级联型多电平变换器及其整流器控制
（ ．Ｅｌｃｒｃ ｌ ｇｉｅ ｒｎ １ ｅ ｔｉａ Ｅｎ ｎ ｅ ｉｇ，Ｈｅ ａ ｉ ｅｓｔ ｆ Ｕｒａ ｏ ｓｒ ｃｉｎ， ｎ ｎＵｎｖ ｒｉｙ ｏ ｂ ｎ Ｃ ｎｔｕ ｔｏ Ｐ ｇ ｇ ４ ７ ４ ｓ ｎ ６ ０ ４，
关键 词 ： 相 变 压 器 ； 联 型 多 电 平 变 换 器 ；ＰＷＭ 整 流器 ；Ｐ Ｒ 调 节 器 移 级 Ｉ 中图分类号 ： ＴＭ４ １ ６ 文献标识码 ： Ａ
Ｑｕ ｄ ａ ｔＣａｃ ｄ ｄ Ｍ ｕｔｌｖ ｌ ｎ ｅ ｔｒａ ｄ Ｒｅ ｔｆｅ ｏ ｔｏ ａ ｒ ｎ ｓ ａ ｅ ｌｉ ｅ Ｃｏ ｖ ｒｅ ｎ ｅｉｉｒＣ ｎ ｒ ｌ ｅ
ｆ ｅ ｉ ｇ ｔ ｉ ｇｌ— ｅ ｄ ｎ ｈｅｓ ｎ ｅ ｐｈａ ｅ ｉ ｖｅ ｔ ｒ Ｔｈｅ ｍ ａ ｈ ｍ ａｔｃ ｍｏｄ ｌｏ ｈｅ ＰＷ Ｍ ｅ ｔｆｅ ｓ ｎ ｒｅ ． ｔｅ ｉ ｅ ｆｔ ｒ ｃ ｉｉｒ，ｉｓｏｒｅ ａ ｉ ｅ ｈｏ ｎ ｈｅ ｔ ｉｎｔ ｔｏｎ ｍ ｔ ｄ ａ ｄ ｔ ＰＩ ｃ ｒ ｅ ｏｎｔｏｌｓ ｒ ｅ ｅ ｅ ｉ ｒ ｕｃ ｄ Ｔ ｈｅｅｘ ｒｍ ｅ ｅ ｕｌｓｖｅ ｉｙ ｔ ｔｔ ｏ ｅ ｔ ｒｃ ｎ ａ ｈｉｖ ｈｅ Ｒ ｕ ｒ ｎｔｃ ｒ ｔａｔｇｙ ｗ ｒ ｎｔｏｄ ｅ ． ｐｅ ｉ ｎｔｒ ｓ ｔ ｒｆ ｈａ ｈｅｃ ｎｖ ｒ ｅ ａ ｃ ｅ ｅ ｔ ｒ ｇｅ ｅ ａ ｉ ｂｉｉｙ ｗｈｅ ｐｅ ａ ｉ ｎ ｔ ｅ ａ ｃ ｌｒ ｔｎｇ ａｎ ｅ ｅｅ ａｔｎｇ ｏｆｅｅ ｔｉａ ａ ｈｉ ｅ ． ｅ ｎ ｒ ｔｖｅａ ｌｔ ｎ ｏ ｒ ｔｎｇ ｉ ｈ ｃ ｅｅ ａ ｉ ｄ ｄ ｃ ｌｒ ｉ ｌ ｃ ｒｃ ｌｍ ｃ ｎ ｓ Ｋｅ ｒ ｓ： ａｓ — ｈｉｔｎ ｒ ｎｓ ｏ ｍｅｒ ａ ｃ ｄ ｄ ｍ ｕ ｔｌ ｖ ｌｃ ｖｅ ｔ ｒ ＰＷ Ｍ ｅ ｔｆｅ ； ＰＩ ｒ ｇｕｌｔ ｙｗｏ ｄ ｐｈ ｅ ｓ ｆｉ ｇ ｔａ ｆ ｒ ；ｃ ｓ ａ ｅ ｌｉｅ ｅ ｏｎ ｒｅ ； ｒ ｃ ｉｉ ｒ Ｒ ｅ ａ ｏｒ
多电平变换器拓扑结构和控制方法研究
多电平变换器拓扑结构和控制方法研究多电平变换器拓扑结构和控制方法研究摘要：多电平变换器作为一种应用于高压大功率变换场合的新型变换器，其电路拓扑结构和PWM控制方法是当前的一个研究热点。
基于电平箝位方式对多电平变换电路进行了分类，比较了“二极管或电容箝位”和“使用独立直流电源箝位”两类典型多电平电路拓扑结构的优缺点，并将现有的多电平PWM控制方法根据其优缺点进行了比较，指出了其适用范围。
关键词：多电平；脉宽调制；电平箝位；拓扑结构；控制策略1 引言近年来，应用于高压大功率领域的多电平变频器引起了电力电子行业的极大关注。
由于受电力电子器件电压容量的限制，传统的两电平变频器通常采用“高—低—高”方式经变压器降压和升压来获得高压大功率，或采用多个小容量逆变单元经多绕组变压器多重化来实现，这使得系统效率和可靠性下降。
因而，人们希望实现直接的高压逆变技术。
基于电力电子器件直接串联的高压变频器对动静态的均压电路要求较高，并且输出电压高次谐波含量高，需设置输出滤波器。
多电平逆变电路的提出为解决上述问题取得了突破性的进展。
多电平逆变器的一般结构是由几个电平台阶合成阶梯波以逼近正弦输出电压。
这种逆变器由于输出电压电平数的增加，使得输出波形的谐波含量减小，开关所承受的电压应力减小，无需均压电路，可避免大的d v/d t所导致的电机绝缘等问题。
1977年德国学者Holtz首次提出了利用开关管来辅助中点箝位的三电平逆变器主电路，1980年日本的A.Nabae等人对其进行了发展[1]，提出了二极管箝位式逆变电路。
Bhagwat和Stefanovic在1983年进一步将三电平推广到多电平的结构[2]。
多电平逆变器主要应用在高压大功率电机调速、无功补偿、有源滤波等领域。
本文在电平箝位基础上对多电平逆变电路拓扑结构进行了分类，分析了几种典型多电平电路拓扑的优缺点；对几种多电平电路的PWM控制方法进行了比较分析，讨论了各种方法适用的主电路结构。
多电平(7电平)级联H桥逆变器的控制
Subsystem 4 HA 3
Conn1 PA3 Conn2
Subsystem 7 HB 3
Conn1 PB3 Conn2
Subsystem 11 HC3
Conn1 PC3 Conn2
图4-1 主电路图
1）采用载波移相调制 产生脉冲的模块（以A相为例）如图4-2，B、C相只需将其中的调制波依次移 相 120 即可。
L1 L4 L5 R1 R4 R5
HA 1
Conn1 PA1 Conn2 PB1
HB 1
Conn1
HC1
Conn1 PC1
Conn2
Conn2
HA 2
PA1 Conn1 PA2 PA2 Conn2 PA3 PB3 PB2 PB2 PB1
HB 2
PC 1 Conn1 PC 2 Conn2 PC 3
HC2
U N max 3E U Nmin 3E
每相电压可以实现的电平数m为：
（2-2）
m [(U N max U N min ) / E ] 1 7
可实现的电平数集合为：
3E、 2 E、 E、 0、 E、 2 E、 3E
（2-3）
对于三相交流系统，可将送三个单相H桥连接成三角形或星形接法。当逆变 器连接成三角形时，线电压等于相电压，线电压的电平数和电平集合都与相电压 的分析结果相同；当连接成星形时，线电压为两相电压的差值，等效为2N个功率 单元输出电压的叠加。此时可以得到3个H桥单元串联线电压电平数 m' 为：
<= -1 Constant 2 Product 2 Relational Operator 5
3 PA3 NOT Logical Operator 5
级联型多电平逆变器控制策略的研究
级联型多电平逆变器控制策略的研究引言：随着新能源的快速发展，电网接入型光伏发电逆变器应用越来越广泛，但是传统的单电平逆变器无法满足高电压和大功率输出的需求。
多电平逆变器因其具有更低的谐波失真、更高的输出质量和更高的效率而逐渐得到了广泛应用。
本文主要研究级联型多电平逆变器的控制策略，以提高逆变器的性能和实用性。
一、级联型多电平逆变器的结构及原理级联型多电平逆变器由多个电平串联而成，每个电平由一个H桥逆变器组成。
通过控制每个H桥逆变器的导通时间及模块化级数，可以实现多种输出电压等级。
级联型多电平逆变器的基本原理是将输入直流电压按照一定的方式切割成多个电平，然后对每个电平进行逆变操作，从而生成多电平输出交流电压。
二、级联型多电平逆变器的控制策略1.基于单环节传统控制策略基于单环节传统控制策略的级联型多电平逆变器控制方法较为简单，通过对每个H桥逆变器进行PWM调制来实现多电平输出电压。
这种方法可以满足一定程度的输出要求，但无法充分发挥多电平逆变器的优势。
2.基于多环节传统控制策略基于多环节传统控制策略的级联型多电平逆变器控制方法在单环节传统控制策略的基础上进行了改进。
通过将多个H桥逆变器的输出电压进行级联，在级联的过程中逐步滤除谐波，提高输出波形质量。
3.基于尺度不同的PWM控制策略基于尺度不同的PWM控制策略是当前较为先进的控制方法之一、通过调整每个H桥逆变器的开关频率和占空比，实现尺度不同的PWM控制，从而降低逆变器输出的谐波失真，提高输出波形质量。
4.基于多谐波消除控制策略基于多谐波消除控制策略是近年来的研究热点之一、通过分析级联型多电平逆变器输出的谐波成分，设计合适的控制方法来消除谐波。
这种方法可以有效降低谐波失真，提高输出波形质量。
三、级联型多电平逆变器控制策略的性能评价结论：本文对级联型多电平逆变器的结构和原理进行了简要介绍，并综述了常用的控制策略，包括基于单环节传统控制策略、基于多环节传统控制策略、基于尺度不同的PWM控制策略和基于多谐波消除控制策略。
级联多电平逆变器
级联多电平逆变器级联多电平逆变器是一种用于电力转换的重要设备，其主要功能是将直流电转换为交流电。
它通过将直流电源输入转换为多个电平的直流电压，再将其转换为交流电压输出。
级联多电平逆变器具有高效率、高可靠性和较高的输出质量等优点，被广泛应用于电力系统、电动汽车、太阳能发电等领域。
级联多电平逆变器的工作原理是通过多级电路来实现对输入电压的精确调节。
一般来说，级联多电平逆变器由多个逆变单元组成，每个逆变单元都包含一个开关和一个电容。
这些逆变单元按照一定的顺序连接在一起，形成一个级联的结构。
当输入电压经过每个逆变单元时，开关会根据控制信号的指令来切换开关状态，从而实现对电压的调节。
这样，级联多电平逆变器就能够将输入的直流电压转换为多个不同电平的直流电压，并进一步将其转换为交流电压输出。
级联多电平逆变器具有多个电平输出的优点。
首先，多电平输出可以减小输出电压的谐波含量，提高输出电压的质量。
这在一些对电压质量要求较高的应用中尤为重要，例如电力系统中的电力质量调节。
其次，多电平输出可以提高逆变器的效率。
通过将输入电压分成多个电平进行处理，可以减小开关器件的损耗，提高逆变器的转换效率。
此外，多电平输出还可以提高逆变器的可靠性。
由于多个逆变单元可以相互独立地工作，一旦某个逆变单元出现故障，其他逆变单元仍然可以正常工作，从而保证了逆变器的可靠性。
级联多电平逆变器的控制方式也有多种。
其中一种常用的控制方式是基于PWM调制技术的控制。
PWM调制技术可以通过调节开关器件的开关频率和占空比来实现对输出电压的精确调节。
通过将PWM控制信号传输到每个逆变单元，可以实现对电压的精确控制。
另外，还有一种常用的控制方式是基于谐波消除技术的控制。
这种控制方式通过控制每个逆变单元的输出相位差来实现对输出电压谐波的消除，从而提高输出电压的质量。
级联多电平逆变器是一种用于电力转换的重要设备。
它通过将输入的直流电压转换为多个不同电平的直流电压，并进一步将其转换为交流电压输出。
个人总结多电平变换器的拓扑结构和控制策略shrimplm
多电平变换器的概念自从A.Nabael在1980年的IAS年会上提出以后，以其独特的优点受到广泛的关注和研究。
首先，对于n电平的变换器，每个功率器件承受的电压仅为母线电压的1/（n－1），这就使得能够用低压器件来实现高压大功率输出，且无需动态均压电路；多电平变换器的输出电压波形由于电平数目多，使波形畸变(THD)大大缩小，改善了装置的EMI特性；还使功率管关断时的dv/dt应力减少，这在高压大电机驱动中，有效地防止了电机转子绕组绝缘击穿；最后，多电平变换器输出无需变压器，从而大大减小了系统的体积和损耗。
因此，多电平变换器在高电压大功率的变频调速、有源电力滤波装置、高压直流（HVDC）输电系统和电力系统无功补偿等方面有着广泛的应用前景。
1 多电平变换器的拓扑结构国内外学者对多电平变换器作了很多的研究，提出了不少拓扑结构。
从目前的资料上看，多电平变换器的拓扑结构主要有4种：1）二极管中点箝位型（见图1）；2）飞跨电容型(见图2)；3）具有独立直流电源级联型（见图3）；4）混合的级联型多电平变换器。
图1 二极管箝位型三电平变换器图2 飞跨电容型三电平变换器图3 级联型五电平变换器其中混合级联型是3）的改进模型，它和3）的结构基本上相同，唯一不同的就是3）的直流电源电压均相等，而4）则不等。
从图1至图3不难看出这几种拓扑的结构的优缺点。
二极管箝位型多电平变换器的优点是便于双向功率流控制，功率因数控制方便。
缺点是电容均压较为复杂和困难。
在国内外这种拓扑结构的产品已经进入了实用化。
飞跨电容型多电平变换器，由于采用了电容取代箝位二极管，因此，它可以省掉大量的箝位二极管，但是引入了不少电容，对高压系统而言，电容体积大、成本高、封装难。
另外这种拓扑结构，输出相同质量波形的时候，开关频率增高，开关损耗增大，效率随之降低。
目前，这种拓扑结构还没有达到实用化的地步。
级联型多电平变换器的优点主要是同数量电平的时候，使用二极管数目少于拓扑结构1）；由于采用的是独立的直流电源，不会有电压不平衡的问题。
级联型多电平变换器pwm控制方法的仿真研究
级联型多电平变换器pwm控制方法的仿真研究
本文主要研究了级联型多电平变换器PWM控制方法的仿真研究。
级联型多电平变换器是一种可以实现高组态级数、高输出电压、低THD谐波含量、高效率的电力电子变换器。
本文建立了级联型多电平变换器的MATLAB仿真模型，并分析了其原理和工作特性。
同时，利用PWM技术对其进行控制，并经过仿真和实验验证其控制效果和实际应用性。
级联型多电平变换器由多个单元连接而成，输出电压为单元电压的叠加和，可以实现高输出电压和低谐波含量。
本文以三电平变换器为例，建立MATLAB仿真模型，并进行仿真分析。
在开关状态同步的情况下，通过载波控制法控制输出电压的大小和形状，其中包括PWM调制、选择正弦波载波和调节PWM周期等方法来实现车间协调控制。
实现三电平级联变换器输出与交流电源接口的目标也就在于选择合适的PWM控制技术，使电压呈现本质正弦波，同时增加调制指数限制，控制输出THD谐波含量。
仿真结果表明，采用PWM控制方法，可以实现级联型多电平变换器的输出电压和电流的稳定控制，在实际应用中有很高的应用价值。
同时，本文还进行了实验验证，通过实验数据进一步证明了仿真结果的正确性。
第四章级联型多电平中高压变频器的控制算法和控制策略
第四章级联型多电平中高压变频器的控制算法和控制策略§4-1 PWM技术概述自20世纪60年代开始，人们将通讯领域的调制技术引入到电力电子和交流传动领域，提出了正弦波脉宽调制（Sinusoidal Pulse Width Modulation——SPWM）的概念。
由于PWM技术有效解决了逆变器输出电压调节过程中的低次谐波问题及其具有的方便灵活的特点，在交直流传动领域得到广泛应用，学术界的热情也有增无减，迄今为止，PWM技术仍是变频领域研究热点之一[6]。
PWM的基本依据是面积相等原理，即冲量（面积）相等的不同形状的窄脉冲加到惯性环节上时，其作用效果基本相同。
这样就可以将需要输出的理想波形在时间轴上以相等的步长分解成一系列的等宽不等幅的窄脉冲，再利用面积相等原理将其变换成为一系列等幅不等宽的窄脉冲，通过桥式逆变电路输出到负载，其作用效果与直接输出一个连续的调制波信号到负载的作用基本相同。
但由于经PWM 输出的是一系列的等幅的脉冲，用逆变电路实现极为方便[8] [17]。
4-1-1 PWM的类型PWM的实现一般有两种方法：一种是计算法；另一种是比较法。
所谓计算法就是采用积分的办T）内的调制波的面积计算出来，再除以输出的PWM波的幅值，从而得到PWM 法将一个开关周期（c的占空比；而比较法，则是利用等腰三角形的腰与高成正比的原理，利用三角波或锯齿波作为载波与调制波相比较，在两个波之间的交点处控制逆变桥电力电子器件的状态转换。
比较法以其快速、不占用系统软件资源等优势在模拟时代占据了PWM实现方法的主流；近年来，由于数字技术的迅速发展和计算机功能的提高，计算法以其方便、灵活的特点成为PWM实现方法的主流。
PWM技术在电力电子领域的应用极其广泛，在不同的应用场合，应用不同的电路结构，采用不同的电力电子器件，对PWM的要求不同，相应PWM算法及侧重点也有所不同。
按调制波形的不同PWM可分为正弦波PWM，非正弦波PWM；按波形的生成方式可分为波形调制类PWM，谐波消去PWM，效率最优PWM，最小转矩脉动PWM等；按照载波极性又可分为单极性PWM，双极性PWM；按载波比N变化与否可分为同步调制，异步调制，分段同步调制三种调制方式；按照载波类型可分为对称型PWM和非对称型PWM；按每个载波周期内调制波的取法又可分为规则采样PWM和自然采样PWM[6]。
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Project No. 3Report for High Power ConversionSystemsProject Title: Cascade multi-level converter and its controlmethodStudent Name:Email Address: @Phone No.Date: 2012.6.15Signature:级联型多电平变换器构成及控制方法初探浙江大学电气工程学院【摘要】本文介绍了级联型多电平变换器的一般构成方法，并对构成原则进行了初步的讨论并提出了新型级联型拓扑结构。
本文又对级联型多电平的控制策略进行了初探。
最后，本文提出一种改进型级联多电平变换器，并对其进行了简要分析。
【关键字】级联多电平控制方法Cascade multi-level converter and its control method( , College of Electrical Engineering , Zhejiang University)Abstract: This article describes the general composition of the cascade multi-level converter, and constitutes the principle of a preliminary discussion. It also proposes a new cascade topology and cascaded multi-level control strategy . Finally, this paper presents an improved cascaded multilevel converter and makes a brief analysis.Key words: cascade, control strategy, multi-level1.多电平变换器多电平变换器技术是一种通过改进变换器自身拓扑结构来实现高压大功率输出的新型变换器，它无需升降压变压器和均压电路。
在实现大功率变换的几种解决方案中，多电平变换器之所以受到研究者们的青睐，是因为它具有以下一些突出优点：（1)每个功率器件仅承受X／(n-1)的母线电压(n为电乎数)，所以可以用低耐压的器件实现高压大功率输出，且无需动态均压电路；（2)电平数的增加，改善了输出电压波形，减小了输出电压波形畸变(nID)；（3)可以以较低的开关频率获得和高开关频率下两电平变换器相同的输出电压波形，因而开关损耗小，效率高；（4)由于电平数的增加，在相同的直流母线电压条件下，较之两电平变换器，dr／dr应力大为减少，在高压大电机驱动中，有效防止电机转子绕组绝缘击穿，同时改善了装置的EMI特性（5)无需输出变压器，大大地减小了系统的体积和损耗。
相对于其他的高压大功率变换电路，多电平变换器技术由于具有了以上优点，受到了越来越广泛的关注、研究和应用。
2.联型多电平变换器的一般构成方法2.1研究方法的意义级联型多电平变换器属于积木式的结构，因此在各种形式的级联型多电平变换器中必定存在一般性的构成方式，而且根据这些构成方式及构成原则可以构造出更多形式的级联型多电平变换器。
为了研究级联型多电平变换器构成方式和构成原则，本文首先按照模块单元的结构形式对级联型多电平变换器进行分类，以输出最大电平数为目标，深入分析级联型多电平变换器中最大输出电平数与波形质量、直流电压等级、模块单元数量等多个元素之间的关系，总结出构造一个级联型多电平变换器时需考虑的多方面因素，并进行仿真和实验研究，从而验证了这些指导原则的合理性和可行性。
级联型多电平变换器构成方式的研究和构成原则的提出有利于发展级联型多电平变换器的结构多样性，积极推动级联型多电平变换器的应用。
2.2级联基本原理单相级联型多电平变换器的基本结构如图1 所示，其中全桥电路是最普遍最简单的模块单元结构，每个模块单元的结构可以相同也可以不同。
本文将前者称为相同单元级联型多电平变换器,后者称为不同单元级联型多电平变换器。
其中每个模块单元的输入直流电压即直流电源电压为v dc i相应的最大输出电平数为2.3相同单元的级联型多电平变换器模块单元个数与最大输出电平数之间的关系根据表 1 当各模块单元的输入直流电压相等时得到的输出电平数为最小值2.4不同单元的级联型多电平变换器如果直流电源的数量有限,为了得到更多的输出电平数，可以采用由不同单元组成的级联型多电平变换器。
模块单元的形式既可以是全桥结构也可以是二极管钳位型或飞跨电容型。
为了保证不同单元的级联型多电平变换器能够输出连续PWM，电平同样可以采用复合调制方法，即对低压单元进行高频PWM 控制，对高压单元进行低频方波控制。
因此，不同单元的级联型多电平变换器应至少包含一个全桥单元，而且全桥单元的输入电压必须最低在最大输出电平数相同的情况下,将不同单元级联型多电平变换器与一个全桥单元级联多电平变换器进行比较,比较结果见表2。
虽然不同单元级联型多电平变换器的直流电源数量减少了,但需要的开关器件数量不变，而且增加了钳位二极管和钳位电容。
3.级联型多电平变换器的构成原则综合上述分析，可以得到级联型多电平变换器的构成原则：（1）输出电平数越多输出波形的谐波畸变越小，波形质量越好。
当级联型多电平变换器的最大输出电平数足够大时，输出电压可以不经处理直接使用。
但实际应用时不应一味追求电平数的增加以免增加系统的复杂性和成本。
如果输出电压的波形质量不能满足要求可以采用一个低通滤波器消除高次谐波。
（2）在相同单元级联型多电平变换器中改变模块单元的输入直流电压比可以得到不同的最大输出电平数M。
例如在三单元的全桥单元级联型多电平变换器N=3 中若直流电压比为1：1：1则M=7 若直流电压比为1：2：6 则M=19（3）在最大输出电平数M 一定的情况下可以选择不同的串联模块数量。
例如在全桥单元级联型多电平变换器中设M=19，能够实现M=19的最小模块单元数量为N min=3，此时直流电压比为12：6。
模块单元3所承受的电压等级是模块单元1的6倍。
设计时需要考虑高压单元中的功率器件的耐压能力与性能价格比以及直流电源的输出功率能力。
能够实现M=19的最大模块单元数量N max=9 。
各模块的直流电压值相等，但功率器件的数量和直流电源数大大增加控制系统非常复杂。
若选取N=4根据表1 其中一种直流电压比为12：3：3。
这时级联型多电平变换器的拓扑结构不太复杂而且各个直流电源的等级差别不会太大。
4. 级联型多电平变化器的控制策略4.1三种应用于级联型多电平变换器的控制方法4.1.移幅PWM法消谐波PWM法的原理是电路的每相使用一个正弦调制波与几个三角波进行比较。
例如对于一个N电平的变换器，每相采用N-1个具有相同频率和相同峰-峰值的三角波与一个频率为fm，幅值为Am的正弦波相比较，在正弦波与三角波相交的时刻，如果正弦波的幅值大于某个三角波的幅值，则开通相应的开关器件.反之，则关断该器件。
为了使三角载波所占的区域是连续的，它们在空间上是紧密相连且整个载波集对称分布于零参考的正负两侧。
对于一个N电平的变换器，幅值调制比和频率调制比定义如下：图2 SHPWM原理4.1.2移向PWM调制三角载波移相法是一种专门用于级联型多电平变换器的方法。
这种控制方法与移幅方法不同，每个模块的信号都是由一个三角载波和一个正弦波比较产生，所有模块的正弦波都相同，但每个模块的三角载波与它相邻模块的三角载波之间有一个相移，这一相移使得各模块所产生的，脉冲在相位上错开，从而使各模块最终迭加输出的波的等效开关频率提高到原来的K倍，因此可在不提高开关频率的条件下，大大减小输出谐波。
图3 PSPWM原理4.1.3开关频率优化PWM法开关频率优化法是另一种三角载波PWM方法，这种方法与SHPWM 法类似，它们的载波要求相同，但前者的正弦调制波中注入了零序分量，对于一个三相系统，这个零序分量是三相正弦波瞬态最大值和最小值的平均值，所以SFOPWM法的调制波是通常的三相正弦波减去零序分量后所得到的波形，零序分量和三相调制波的计算公式为上面的算法既可用数字实现又可用模拟电路实现，其中模拟电路的实现可通过一个三相整流桥电路很容易地完成零序分量的求取。
该方法的原理如图4所示。
值得一提的是，从这种方法的原理很容易理解，该方法只可用于三相系统，因为注入的零序分量在单相系统中无法相互抵消，从而在输出波形中存在三次谐波，而在三相系统中就不存在这种情况，这一点将在后面的仿真结果中清晰体现。
图4 SFOPWM原理4.2 新的SHPWM功率均衡控制策略SHPWM调制法的原理与阶梯波调制法类似，都是根据输出1舛周期对称波形目标求出开关角。
由于SHEPWM的开关频率是基频的若干倍，如图7所示，这样其输出电压谐波含量较小。
由图5可知，Hl、H2和H3的输出有功功率分别正比于cosA1、(cosA2-cosA3+cosA4)和(cosA5-cosoA6+cosA7-cosA8)，因此各个H桥单元输出功率不均衡。
图5 SHPWM调制示意图同样可以采用互换开关角的方法去均衡各个H桥单元的功率，如图6所示。
H2的输出电压波形保持不变，将HI和H3的开关角以1／4周期为单位互换。
从图8和式(10)可知，H1和H3的输出有功功率都正比于(cosA1+cos15-cos16+cosA7-cosA8)，H2的输出有功功率正比于2(cosA2—cosA3+cosA4)。
图6 新的SHPWM功率均衡控制策略图使3个H桥单元的功率均衡，RfH31，则得到三单元七电平SHEPWM功率均衡控制的约束方程为cosA1+cosA5-cosA6+cosa7-cosA8=2(cosA2-cosA3+cosA4)所以对于m单元SHEPWM调制来说，要在一个周期内达到功率均衡，要将第i个单元与第(m-i+1)单元以1／4周期为单位互换开关角，其中i=1….m。
各个H桥单元的输出有功功率为如果使各个H桥单元的功率均衡，则得到m单元N电平SHEPWM功率均衡控制的约束方程为:同阶梯波调制一样，需要增加(k一1)个约束方程，同时减少(k一1)个消谐波方程，但由于SHEPWM法的开关角自由度比阶梯波调制法的要多，因此减少消谐波方程对THD增加的影响会更小，且可以保证各个H桥单元的歼关次数基本一致。
5.一种改进型级联拓扑结构2-H/3-H 级联型拓扑的结构如图7所示，它是由1个两电平H-桥单元和1个飞跨电容型三电平H-桥单元级联构成。
当2个单元的直流电压按照最大扩展原则来确定时，可获得最大电平数的输出。