一种高精度的CMOS带隙基准电压源

一种高精度的CMOS 带隙基准电压源黄晓敏,沈绪榜,邹雪城,蒋　湘(华中科技大学图像识别与人工智能研究所,湖北省武汉市430074)【摘　要】　设计了一种采用0.25μm CMOS 工艺的高精度带隙基准电压源。

该电路结构新颖,性能优异,其温度系数可达3×10-6/℃,电源抑制比可达75dB 。

还增加了提高电源抑制比电路、启动电路和省功耗电路,以保证电路工作点正常、性能优良,并使电路的静态功耗较小。

关键词:CMOS ,带隙,基准电压源中图分类号:TN492收稿日期:2003208211;修回日期:20032102110　引　言基准电压源广泛应用于A/D 和D/A 转换器、数据采集系统、电压调节器以及各种测量设备,其精度和稳定性直接决定了整个系统的精度。

电压基准源有基于正向V BE 的电压基准、基于齐纳二极管反向击穿特性的电压基准、带隙电压基准等多种。

其中,带隙电压基准具有低温度系数、高电源抑制比、低基准电压以及长期稳定性等优点,因而得到广泛应用。

本文提出了一种结构比较新颖的基准电压源电路,具有较低的温度系数和较高的电源抑制比。

此外,还增加了提高电源抑制比电路、启动电路和省功耗电路,以保证电路工作点正常、性能优良,并使电路的静态功耗较小。

1　电路结构1.1　带隙基准原理由于双极型晶体管的基极2发射极电压V BE 呈负温度系数,而两个双极型晶体管工作在不同的工作电流时,它们的基极2发射极电压差ΔV BE 正比于绝对温度。

故取:V REF =V BE +K ΔV BE (1)将式(1)对温度微分,并代入V BE 和ΔV BE 的温度系数,就可以求得合适的K 值。

理论上,V REF 的温度系数可以为0,并且V REF 几乎不受电源电压变化的影响。

所以,V REF 的温度系数很小,同时也有较好的电源抑制比。

1.2　带隙基准压的核心电路如图1所示的功耗控制开关,当CTR 为低电平时,M12导通,M13关闭,则N 3点电位为高,M5关闭,差分放大器尾电流为0,差分放大器没有工作,整个电路也没有工作,处于省功耗状态;当CTR 为高电平时,M12关闭,M13导通,则M11～M16组成的偏置电路为N 3点提供合适的偏置电压V N 3,使得差分放大器以及整个电路正常工作。

M1～M5组成差分放大器,M6和M9组成共源放大器,差分放大器输出端接到M6的栅上,则M1～M6以及M9组成二级运放,电容C0为补偿电容。

同时,M9进行电流映射,使流过双极型晶体管Q1、Q2和Q3的电流相等。

Q1和Q2支路上的N 1、N 2点反馈到差分放大器的差分输入端,形成负反馈;运放增益较大时,电路处于深度负反馈,当电路平衡时,节点N 1、N 2点电位相等。

图1　带隙基准电压源核心电路设流过Q2和Q2和Q3的电流都为I ,则有:V BE2=V BE1+IR 1(2)得到:I =V BE2-V BE1R 1(3) 设Q1发射区面积是Q2的M 倍,则V BE1=k T q ln I M I s (4)V BE2=k T q ln I I s(5)将式(4)、式(5)代入式(3),则・31・第30卷第3期2004年3月 电子工程师　EL ECTRON IC EN GIN EER Vol.30No.3　Mar.2004I =k T q ln MR 1(6)故V REF =I R 2+V BE3=k T q R 2ln MR 1+V BE3(7)式(7)中,第1项具有正温度系数,第2项具有负温度系数,适当选择R 2/R 1和M 值,在一定温度下V REF 的温度系数理论上可以达到0。

在实际的电路中,根据作者的设计需要,取M =8,则R 2/R 1=8.27时,V REF 的温度系数为0。

1.3　运放失调电压V OS 对基准源精度的影响任何运放都存在失调电压V OS ,当考虑V OS 时,V REF =R 2R 1k Tqln M -V OS +V BE3(8)可见,V OS 严重影响了V REF 的精确性,引入了较大的误差;此外,V OS 还是温度的函数,这将影响到温度的补偿;电源抑制比引入的误差可以折合到V OS 中,因此V OS 也与电源有关。

V OS 体现了V REF 的理论值与V REF 的实际值之间差异的主要来源。

为了减少电压失调对基准电压的影响,差分运放的失调要尽可能小。

失调主要来源于电阻之间的不匹配、晶体管之间的不匹配、运放输入级管子阈值电压的不匹配、运放的有限增益等。

实际上,V OS 很难完全消除,但是通过提高运放的增益和细致设计版图,可以使这种影响减小,从而提高电压基准源的精度。

1.4　提高电源抑制比电路和启动电路电压源核心电路本身具有较好的电源抑制比特性。

例如,当电压增高时,差分放大器两输入端的电压都增加。

但是,流过R1的电压是线性增加的,而Q2上的压降是对数增加的,速度慢于流过R1的电压,差分放大器由于反相端N 1点电压增加大于正相端N 2点的电压增加,故输出电压减小,使得电流减小,形成深度负反馈,使电流稳定。

输出电压V REF 几乎与电源电压无关,因而能获得较高的电源抑制比。

本电路采用了0.25μm CMOS 工艺,由于沟道调制系数反比于沟道长度,故对于本电路中的短沟道器件,电流I 的V DS 电压系数比较大,这就需要额外的电路来减小电源电压对V REF 的影响,以提高电源抑制比。

将带隙基准源的核心电路置于内部校准电压V REG 下工作,通过高增益深度负反馈回路使得N 1点和N 2点电位相等,同时调节V REG ,使其尽可能小地随电压变化,从而整个电路能够有很高的电源抑制比。

同时,为了保证电路在正常工作状态下工作,还增加了启动电路,其电路如图2所示。

图2　带电源抑制比电路和启动电路的带隙基准电压源电路　 当电源V CC 变化(例如升高)时,V REG 增加,N 1、N 2点的相对电压差产生变化,通过M17～M20组成的放大器放大,使N 4点电位增高,通过M21的电流增加,使V REG 降低。

M17～M21组成的放大器增益越高,V REG 越稳定,V REF 受V CC 影响越小,电源抑制比就越高。

当V CC 接通瞬间,可能出现各支路电流为0、N 5点为高电平、V REG 及其他各节点为低电平的情况,这时电路处于非正常工作状态。

但是通过启动电路,能够使电路回到正常的工作点。

具体过程如下:V REG 为低电平,N 5点为高电平,则使M27导通,N 6点电位升高,使M23、M24导通,其中M24导通,使N 5点电位降低,促使M22、M25导通,V REG 电位升高,M14～M16导通(CTR 为2.5V ),N 3点电位降低,M5导通,N 7点电位升高;M23导通,N 1点电位相对于N 7点电位保持低电平,M3导通,N 8点电位升高,M6、M10导通,同时,M10将流过M6、M10的电流映射到其他各个支路,各支路逐渐达到正常工作点。

同时,N 6电位降低,V REG 电位升高,M27、M23、M24相继关闭,启动电路没有电流通过,整个电路保持在正常工作点。

2　电路模拟和仿真结果采用1st Silicon 的0.25μm BSIM3V3工艺模型对电路的温度系数和电源抑制比进行了模拟仿真。

温度范围为-10℃～70℃,电压范围为2.25V ～2.75V ,仿真得到的温度系数为3×10-6℃,电源抑制比为75dB 。

在tntp 模型下的仿真结果见图3和图4。

图3　温度特性・41・・微电子与基础产品・ 电子工程师 2004年3月图4　电压调整特性3　版图设计本电路采用0.25μm CMOS 工艺,硅片面积为0.05mm 2。

模拟电路的版图设计对电路性能的影响很大,故设计中要特别注意器件的匹配以及布局布线的合理性。

a )本电路中的关键器件是PN P Bipolar 晶体管,实际电路中Q1与Q2的面积比为8∶1,即M =8,采用3×3的阵列,Q2在中央,Q1则围绕在Q2周围,以增加匹配性。

b )集成电路中电阻误差很大,电压源中R2与R1阻值的比值误差对温度补偿特性有很大影响,在绘制版图时,以R1的阻值为单元结构,R 2=N R 1,则画N 个这样的单元,与R1并排放在一起,同时在电阻周围加上了dummy 电阻,以减少环境的影响,增强电阻匹配性。

4　结束语本文设计了一个带隙基准电压源,电路结构比较新颖,性能较好。

在实际电路设计中,该带隙基准电压源IP 核被应用于低压差分信号驱动器的电路设计,为系统提供参考电压。

Spectre 仿真表明,在-10℃～70℃时,其温度系数为3×10-6℃;在2.25V ～2.75V 时,电源抑制比为75dB 。

该电压源采用0.25μm CMOS 工艺,硅片面积为0.05mm 2。

参　考　文　献[1]拉扎维・B.模拟CMOS 集成电路设计.陈贵灿,程　军,张瑞智,等译.西安:西安交通大学出版社,2003[2]Meijer G C M ,Schmale P C ,Van Zalinge K.A New Curva 2ture 2corrected Bandgap Reference.IEEE Journal of S olid 2State Circuits ,1982,17(6):1139～1143[3]Tham K M ,Nagaraj K.A Low Supply Voltage High PSRRVoltage Reference in CMOS Process.IEEE Journal of S olid 2state Circuits ,1995,30(5):586～590[4]刘　韬,徐志伟.一种高电源抑制比CMOS 能隙基准电压源.微电子学,1999,29(2):128～131[5]王　彦,韩益锋.一种高精度CMOS 带隙基准源.微电子学,2000,33(3):255～261[6]何　捷,朱　臻.一种具有温度补偿、高电源抑制比的带隙基准源.复旦学报(自然科学版),2001,40(1):86～90A Precise CMOSB andgap V oltage R eferenceH uang Xiaomin ,Shen Xubang ,Zhou Xuecheng ,Jiang Xiang (Huazhong University of Science and Technology ,Wuhan 430074,China )【Abstract 】　A bandgap voltage reference using 0.25μm CMOS process is described.SPECTRE simu 2lation shows that the average temperature coefficient (TC )is 3ppm/℃from -10℃to 70℃and the aver 2age power supply rejection ratio (PSRR )is 75dB from 2.25V to 2.75V at 27℃.K eyw ords :CMOS ,bandgap ,voltage reference (上接第12页)Design of Current Source Depending on the T echnologyof R esistor CompensationChen Bi ,Luo Lan ,Zhang Meng(Southeast University ,Nanjing 210096,China )【Abstract 】　A new way to get current sources of low drift with temperature by compensated resis 2tances is concerned.Depending on the analysis of the resistance models ,using the way of two kinds of re 2sistances compensation to get resistance of low temperature coefficient ,then optimize the temperature char 2acteristic of the output current.We can know from the simulated results that the temperature coefficient of the output current is 33ppm/℃.The way to optimize the stability of the output when the voltage reference is not ideal is also mentioned last at this paper.K eyw ords :current source ,temperature coefficient ,reference current ,resistance compensation technology・51・第30卷第3期 黄晓敏,等:一种高精度的CMOS 带隙基准电压源 ・微电子与基础产品・。