永磁电机转矩常数的深度(ppt)
永磁电机转矩常数深度分析
Abstract —The torque con stan t, together with the back-EMF co n sta n t, was origi n ally used i n perma n e n t mag n et DC commutator motors (PMDC motors) to couple the electric circuit equation s with mechan ical equation s. But it is still an open question whether the con cept of the torque con stan t an d the back-EMF con stan t can be applied to brushless DC (BLDC) motors an d perman en t magn et (PM) AC machin es. This paper presen ts an in -depth study of the two con stan ts un der various real conditions in PM machines. The torque constant at various load con dition s is computed usin g tran sien t 2D fin ite elemen t an alysis (FEA). It is shown that the torque con stan t is n ot a constant for BLDC motors and PM AC machines.Index Terms —Back-EMF constant, brushless DC motors, DC commutator machi n es, fi n ite eleme n t a n alysis, perma n e n t magnets, synchronous machines, torque constant.I. I NTRODUCTIONHE torque constant is defined as the ratio of the torquedelivered by a motor to the current supplied to it, and the back-EMF constant is the ratio of voltage generated in the winding to the speed of the rotor. In PMDC motors, they are almost constant at various load conditions. The torque constant and back-EMF constant couple the electric circuit equations with mechanical equations, and are widely used in motor control.It is of great interest to see whether the concept of the torque constant and the back-EMF constant can be applied to BLDC motors and PM AC motors. Some effort have been made in this regard [1][2]. Reference [2] indicates that an ideal BLDC motor (also called a square-wave motor), under the condition that the line-to-line back EMF waveform is trapezoidal and that the winding current waveform is ideally square, is electrically identical to a PMDC motor. The author also applies the concept of the torque constant and the back-EMF constant to sine-wave PM AC motors under the assumption that the internal power-factor angle between the back EMF and the current is fixed to zero.However, in real cases, the winding current waveform is far from the ideal square-wave in BLDC motors due to current freewheeling. And, in PM synchronous motors, the internal power-factor angle is normally not zero because the torque angle is automatically adjusted according to the changeThe authors are with Ansoft Corporation, Pittsburgh, PA 15219 USA(phone: 412-261-3200; e-mail: dlin@, ping@,zol@). in load. To this end, this paper presents an in-depth study of the torque constant and the back-EMF constant for BLDC motors and PM AC motors. The suitability of the use of the two constants in PM motors is discussed considering the following: current freewheeling, arbitrary back-EMF waveforms, salient pole, variable pulse width and trigger angle, and internal power factor angle.II. R EVIEW OF THE T ORQUE C ONSTANT IN PMDC M OTORS In PMDC motors, the electric circuit equation isb a s V I R E V ++=(1)where V s is the applied DC voltage source, E is the back EMF, V bis the voltage drop of one-pair brushes, I is the input DCcurrent, and R a is the armature resistance. Equation (1) can be coupled with load mechanical equations by introducing⎩⎨⎧==I k T k E T mmE ω (2)where ωm is the angular velocity in mechanical rad/s, T m is theelectromagnetic (air-gap) torque in Nm, k E is the back-EMF constant in Vs/rad, and k T is the torque constant in Nm/A. The torque constant and the back-EMF constant have the following properties:i. k T = k E in the metric unit system; ii. k T and k E are constant; iii. k T and k E are measurable.Property (i) is obvious from the fact that the electric power (EI ) is equal to the mechanical power (T m ωm ) during power conversion.Property (ii) follows since: (1) PMDC motors have large air gaps due to surface mounted magnets, thus the saturation change caused by the armature reaction is negligible; (2) the brush position is mechanically fixed during operation even if it is adjustable; (3) the current in each coil completes commutating within the angle of the brush width, and the commutating duration is independent of the rotor speed; and (4) there is no reluctance torque even if the armature reaction is not aligned with the q-axis.Based on property (ii), the back-EMF constant k E can be measured at no-load condition operating in generator mode. The torque constant k T can be obtained directly from k E , orcan be measured at load operation. It is straightforward to predict the performance of PMDC motors from (1) and (2) in motor control. In-Depth Study of the Torque Constant forPermanent Magnet MachinesD. Lin, P. Zhou and Z. J. CendesT©2008 IEEE.III. T ORQUE C ONSTANT IN BLDC M OTORSEven though the torque constant and the back-EMF constant in BLDC motors are defined in the same way as those in PMDC motors as shown in (2), there are some essential differences regarding the torque constant and the back-EMF constant between BLDC motors and PMDC motors. For the sake of easy discussion, take a Y-connected three phase winding with bridge-type inverter as an example, as shown in Fig. 1. The trigger pulse width for each branch is 120 electrical degrees in turn and the inverter has 6 repeatableoperating states with the state period of 60 electrical degrees.Fig. 1. Y-connected three-phase windings with the bridge-type inverterA . Voltage equation (1) is no longer applicable The voltage equation (1) is no longer applicable in BLDCmotors due to the inductance voltage drop. In PMDC motors, the inductance induced voltage caused by the current commutating will not contribute to the voltage drop across the brush terminals. However, in BLDC motors, the inductance voltage drop becomes comparable with the resistance voltage drop.B. k T and k E are no longer constantIn BLDC motors, E used in (2) is the average back EMF across the DC link, and its value will vary with the current freewheeling duration. In Fig. 1, assume at the previous operating state, the source voltage V s is applied to winding terminals AC via branches 1 and 2, and at the current operating state, V s is applied to winding terminals BC viabranches 3 and 2. When branch 1 is off, the phase-A currentfreewheels through branch 4, which makes winding A to connect in parallel with winding C. If the voltage drop acrossthe conducting transistor in branch 2 is the same as that acrossthe freewheeling diode in branch 4, the average back EMFduring the current operating state is])(21[10∫∫++=sf f T T BC T BC BA s dt e dt e e T E(3) where, e BC and e BA are instantaneous line-to-line inducedvoltages, T s is the state period in second (corresponding to 60electric degrees), and T f is the current freewheeling duration,as shown in Fig. 2. It is obvious from (3) that the average backEMF varies with the current freewheeling duration, andtherefore k Eis not constant for various operations.Fig. 2. Rectified back EMF from trapezoidal line-to-line induced voltagesFor the circuit of Fig. 1, as long as T f < T s , the freewheeling currents always reduce the input DC current and increase the delivered torque, and therefore, k T varies with the current freewheeling duration which in turn varies with the rotor speed.Another case in which k T is not constant is, in interior permanent magnet (IPM) motors, the reluctance torque component also contributes to the air-gap torque due to the salient-pole effects, and the reluctance torque component is not linearly proportional to the DC current. Furthermore, the trigger angle and the pulse width of the controlling signals in BLDC motors are usually controllable. This is also a casewhere k T is not constant.Fig. 3 shows the variation of k T with the speed of a typical surface mounted BLDC motor with fixed trigger angle andpulse width.Fig. 3. Variation of k T with the rotor speed C . k T is no longer equal to k EIn BLDC motors, the back EMF across DC link normally includes ripples associated with arbitrary line-to-line back-EMF waveforms. The ripples become considerable due to thecurrent freewheeling even though the line-to-line induced voltage may have a flat waveform in 60 electric degrees by aspecial design (see the solid lines inside T s in Fig. 2). Theinput current also contains significant ripples because thefreewheeling current is in nature of “generator” current. Byexamining the power conversion, one gets∫⋅⋅=s T s m m dt i e T T 01ω(4)∫⋅∆⋅∆+=sT sdt i e T EI 01where, ∆e and ∆i are the ripples of the DC back EMF and theinput current, respectively. From (4), one concludes that atload conditions k T ≠ k E because T m ωm ≠ EI .D . kE is no longer measurable By measuring the air-gap torque (which is obtained from the load torque and the mechanical loss) and the DC component of the input current at load operation, k T can be determined. However, k E is no longer measurable at load conditions for BLDC motors. It cannot be measured by driving the motor as a generator and rectifying the line voltage with a rectifier as described in [2] because k E at load conditions is different from that at the no-load condition. Also it cannot directly be obtained from k T because k E ≠ k T at load conditions.IV. T ORQUE C ONSTANT IN PM AC M OTORSThe torque constant in PM AC motors can be defined as the ratio of the torque to the peak value of the input AC phasecurrents I peak , and the back-EMF constant is the ratio of thepeak value of the induced phase voltages E peak to the speed of the rotor, as expressed below [2] ⎩⎨⎧==peakT m mE peak I k T k E ω. (5) Most PM AC motors operate as synchronous motors. In PM synchronous motors, the internal power factor angle ϕ i , the angle between the back EMF phasor and the current phasor, is automatically adjusted based on the mechanical load and is normally not zero. In these cases, the delivered mechanical power is E peak peak T m m k E I k T /⋅=ωi rms rms i E T E mI mk k ϕϕcos cos 2⋅= (6) where I rms and E rms denote RMS values of sine-wave phasecurrent and back EMF, and m is the number of phases. For thepower conversion, the mechanical power must be equal to theelectric power, that ism m T ωi rms rms E mI ϕcos =. (7) As a resulti E T k mk ϕcos 2=. (8)One concludes from (8) that k T is not constant for PM synchronous motors even though K E may be constant when the saturation effects can be ignored. It varies with the internal power angle which in turn varies with the mechanical load.Equation (8) is derived under the assumption that the spatial harmonics of the air-gap magnetic fields produced bythe permanent magnets and the phase currents are ignored. Inorder to show the effects of the spatial field harmonics on thetorque constant, a three-phase 4-pole PM synchronousmachine, as show as in Fig. 4, is analyzed using 2D transientfinite element method (FEM). To focus on observing thevariation of the torque constant with the internal power factorangle, the change in saturation caused by armature currents isignored, and thus linear materials are used for all components.Fig. 4. The one-pole geometry layout of the three-phase 4-pole PM synchronousmachine Three-phase windings are applied with DC currents as follows⎪⎩⎪⎨⎧−=−==IAm I IAm I IAmI CB A *5.0*5.0 (9) where IAm is set to be 0 and 1A via parametric analysis. Therotor speed is set to be 1500rpm, and the rotor initial position is set to such a position that the phase-A winding has positive maximum induced voltage at time = 0. The computed torques at IAm = 0 and 1A are shown in Fig. 5. It can be seen from Fig. 5 that the torque at IAm = 1A consists of two components: one is the component producedby the phase currents, and the other is the cogging torque component which is produced by the permanent magnets at 0phase currents. Because linear materials are used, the torque component produced by the phase currents can be directlyderived from the result of the torque at IAm = 1A minus thetorque at IAm = 0, as shown in Fig. 6. By definition, the curvein Fig. 6 shows the torque constant because the torque isproduced by unit phase currents. One notes that the torqueconstant is not a constant as had been anticipated and istherefore not suitable for use with PM AC machines.Fig. 5. Torques at different phase currents varying with the internal power factor angle ϕ i (time=20ms corresponds to ϕ i =360 electric degrees)Fig. 6. Torque produced by unit phase current varying with the internal power factor angle ϕ i (time=20ms corresponds to ϕ i =360 electric degrees)V. C ONCLUSIONThe torque constant and the back-EMF constant which were originally used in PMDC motors are generally not suitable for BLDC motors and PM synchronous motor analysis. Detailed computations of both constants with real motors reveal that they are no longer constant but, instead, vary significantly with load conditions.R EFERENCES[1]Electro-Craft Handbook, Fifth Edition, August 1980, ISBN 0-960-1914-0-2.[2]J.R. Hendershot Jr, and T. J. E. Miller, Design of Brushless PermanentMagnet Motors, Magna Physics Publishing and Clarendon Press, Oxford, 1994.Din gshen g Lin received his B.S. and M.S. degrees in Electrical Engineering from Shanghai University, Shanghai, China, in 1982 and 1987, respectively. He is currently a Senior Research and Development Engineer at Ansoft Corporation, Pittsburgh, PA. Before he joined Ansoft in 1999, he was an Associate Professor of electrical engineering at Shanghai University. His research interests include design and optimization techniques of electrical machines and electromagnetic field computation. He received the third prize of the Chinese National Award of Science and Technology, in 1987, and two second prizes of the Shanghai City Award of Science and Technology, in 1986 and 1989.Ping Zhou received his M.S. degree from Shanghai University, China in 1987 and his Ph.D. degree from Memorial University of Newfoundland, Canada in 1994. He was with Shanghai University as a lecturer after his undergraduate study in the same university in 1977. He was a Visiting Scholar of Memory University of Newfoundland from 1989 to 1991. Since 1994, he jointed Ansoft Corporation in the R&D department. Currently, he is the manager of Electromechanical R&D group at Ansoft. His research interests include finite element numerical field computation, circuit coupling, multi-physics coupling and electrical machine modeling.Zoltan Cendes is Founder and Chairman of Ansoft Corporation, Pittsburgh, PA, and is an Adjunct Professor at Carnegie Mellon University, Pittsburgh, PA. In addition to his role at Ansoft, Dr. Cendes has served as a Professor of Electrical and Computer Engineering at Carnegie Mellon University, as an Associate Professor of Electrical Engineering at McGill University, Montreal, Canada, and as an Engineer with the Corporate Research and Development Center of the General Electric Company in Schenectady, NY. Dr. Cendes received his M.S. and Ph.D. degrees in Electrical Engineering from McGill University and his B.S.E. degree from the University of Michigan.。
《永磁电机设计》PPT模板课件
表1-3 铁氧体永磁材料牌号及其主要磁性能
牌号
剩余磁感应强 度 Br
T kGs
磁感应强度 矫顽力 H c
kA/ m
kOe
内禀矫顽力
H cJ
kA/ m
kOe
最大磁能积
(BH)max
kJ/m3
MG·O e
Y8T Y10T Y15 Y20 Y23 Y25 Y28 Y32
0.2~0.235 ≥0.2
0.28~0.36 0.32~0.38 0.32~0.37 0.36~0.40 0.37~0.40 0.40~0.42
大部分稀土永磁的退磁曲
线全部为直线，回复线与退磁 曲线相重合，可以使永磁电机 的磁性能在运行过程中保持稳 定，这是在电机中使用是最理 想的退磁曲线。
图1－4 （b） 回复线
3、内禀退磁曲线
磁性材料在外磁场作用下被磁化后产生的内在磁感应强度，称为 内禀磁感应强度 B i ，又称为磁极化强度 J 。
J 0M
式中，M为磁化强度（A/m）
（1－3）
由铁磁学理论可知，在磁性材料中 B = 0M+ 0H
在均匀的磁性材料中，上式的矢量和可改成代数和
（1－4）
B i 0MB0H
若取绝对值，则式（2-5）可改写成
Bi B0H
（1－5） （1－6）
描述内禀磁感应强度Bi (J )与磁场强度 H关系的曲线 Bi f(H)是表征
B rt1 B rt(0 11IL 0 ) 10 1 B0(rt10 t0)
（1－11）
式中，IL和 Br 取绝对值。
（2）磁稳定性是指在施加外磁场条件下永磁体磁性能发 生变化的情况。
理论分析和实践证明，一种永磁材料在工作温度时的 内禀矫顽力 H cJt 越大，内禀退磁曲线的矩形越好（或者说 H K 越大），则这种永磁材料的磁稳定性越高，即抗外磁 场干扰能力越强。
永磁电机转矩常数的深度
In Depth Study of the Torque Constant for Permanent-Magnet Machines
指導老師：黃昌圳 學生：陳育俊
摘要
介紹 PMDC馬達的轉矩常數回顧 BLDC馬達的轉矩常數 PM交流馬達的轉矩常數 轉矩常數的其他定義方式 結論
輸入電流因為也包含顯著的漣波。藉由功率轉 換的定理，可以得到
1 Tmm Ts
0
Ts
1 e i dt EI Ts
0
Ts
e i dt
(4)
Δe和Δi是直流反電動勢和輸入電流的漣波，相 對地，從由上式，得知因為Tmωm≠EI所以在負 載情況kT≠kE。
D. kE在負載下不再被精確測量
交流永磁馬達的轉矩常數被定義為轉矩與交流 輸入相電流Ipeak的峰值的比例，並且反電動勢 常數為感應相電壓Epeak與動子轉速的比例
E peak k E m T k I m T peak
(5)
大部分交流永磁馬達操作如同同步馬達。在永 磁同步馬達，內部的功率因素角ψi是反電動勢 相量和電流相量之夾角，從機械負載的觀點， 夾角會隨著負載自動被調整，因此一般不是零。 在這些情況，傳送的機械功率為
(13)
R1是相繞組電阻，Ld和Lq是在dq軸上的繞組同步 電感，p代表d/dt，並且 . eq -md -(nppmd) m (14)
λmd是由永磁轉換成d軸的繞組磁通交鏈，ωm是 rad/s的機械角速度，npp是馬達的極對數。 以N· m的轉矩為 Tm n pp (Lq - Ld )idiq - mdiq (15) 大部分的表面型永磁馬達 Lq=Ld，因此轉矩為
永磁电机 ppt课件
12
i
电流入
A× Z
×
Y
0
ωt
C×
B
电流出
X
ωt=0时电流和磁场情况
A、C两相电流t=0时为正，因此首端流入、末端流出。 B相电流t=0时为负，末端流入、首端流出。 相邻线圈电流流向一致，在气隙中生成合成磁场。
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13
i ωt =120°
0
ωt
ωt =120°时电流和磁场情况
A× Z×
Y
×B CX
11
实际三相电动机
的旋转磁场是如 何产生的呢？
三相异步电动机的三相定子绕组以互隔1200的方式嵌放在定子铁 芯中。当三个绕组分别接入三相交流电后，便可以产生旋转磁场。
i
A
Z
Y
0
ωt
B
C
X
规定：电流为正值时，电流从绕组首端流入，从 末端流出；电流为负值时，电流从绕组末端流入， 从首端流出。
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1）变压器电动势：线圈与磁场相对静止，只有磁通变化。
2）运动电动势：线圈与磁场相对运动，引起磁通变化。 e=Blv 符合右手定则。
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8
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9
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10
前面，我们回顾了电磁感应方面的一些基础知识，下面我们在此基础上开始了解电机 方面的理论知识，首先，来了解下右手定则。
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1、直线电流 产生的磁场
2、环形电流 产生的磁 场
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4
三、磁场对电流的作用
1、通电导体在磁场中会受到力的作用，电 磁力的方向符合左手定则。
左手定则 伸开左手，四指并拢，拇指与四指垂直，并 且在同一平面里，让磁感线垂直穿过手心，使 四指指向电流方向，这时大拇指所指的方向就 是通电导线在磁场中所受磁场力的方向。
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BLDC电机
图1-5 如此不断改变两头螺线管的电流方向，内转子就会不停转起来了。改变 电流方向的这一动作，就叫做换相（commutation）。注意：何时换相只与 转子的位置有关，而与转速无关。 以上是两相两级无刷电机的工作原理，，下面我们来看三相两极无刷电 机的构造。
直流无刷电机 基本原理
BLDC电机
在了解永磁电机之前，为便于理解永磁电机 工作的基本原理，我们先简要回顾一下电磁感应 方面的一些基本理论及我们比较熟悉的普通三相 异步电动机和单相异步电动机与直流电机的基本 工作原理。通过对比分析，有助于我们快速的掌 握永磁电机的基本工作原理。首先，来了解一下 电磁感应方面的一些基础知识。
即：B=
F IL
B：均匀磁场的磁感强度（T） F：通电导体受到的电磁力（N） I：导体中的电流强度（A） L：导体在磁场中的有效长度（m）
9
3、一匝匝数为N的线圈在磁场中，若与线圈交链
的磁通Φ发生变化，则线圈上会感应出电动势e,称为 电磁感应, e的正方向与Φ符合右手螺旋定则。
E=-N△φ/△t
上式的含义是指，电磁感应的电动势与线圈匝数和磁通的变化率成正比。 负号是指在感应电动势作用下而在线圈里产生的感应电流所产生的Φ′将 逆着Φ变化。
空间对称嵌放。起动绕阻与电容C串联，使起动绕组
电流i2和工作绕组电流i1产生90°的相位差，即：
C i2
i i1 i2 i1
A
A
A
ωt Y
BY
BY
B
M
0 45°90°
360°
1～
X
X
X
(a) 电路图
(b) 波形图
t 0 t90 t180
加入起动绕组后，和工作绕组并联连接于单相交流电源上。
永磁电机转矩常数的深度共41页文档
31、别人笑我太疯癫，我笑他人看不 穿。(名 言网) 32、我不想听失意者的哭泣，抱怨者 的牢骚 ，这是 羊群中 的瘟疫 ，我不 能被它 传染。 我要尽 量避免 绝望， 辛勤耕 耘，忍 受苦楚 。我一 试再试 ，争取 每天的 成功， 避免以 失败收 常在别 人停滞 不前时 ，我继 续拼搏 。
33、如果惧怕前面跌宕的山岩，生命 就永远 只能是 死水一 潭。 34、当你眼泪忍不住要流出来的时候 ，睁大 眼睛， 千万别 刻变得 清澈明 晰。盐 。注定 要融化 的，也 许是用 眼泪的 方式。
35、不要以为自己成功一次就可以了 ，也不 要以为 过去的 光荣可 以被永 远肯定 。
谢谢你的阅读
❖ 知识就是财富 ❖ 丰富你的人生
71、既然我已经踏上这条道路，那么，任何东西都不应妨碍我沿着这条路走下去。——康德 72、家庭成为快乐的种子在外也不致成为障碍物但在旅行之际却是夜间的伴侣。——西塞罗 73、坚持意志伟大的事业需要始终不渝的精神。——伏尔泰 74、路漫漫其修道远，吾将上下而求索。——屈原 75、内外相应，言行相称。——韩非
永磁电机转矩常数的深度课件
電樞反應影響的飽和度變化可以被忽略 。
b)在運作時電刷位置被機械固定即使他可以被調整 。 c)在電刷寬度的角度內每個線圈的電流完成換相，並
且換流持續時間不受轉子速度的影響。
d)即使電樞阻抗並沒有排列在q軸，也沒有磁阻轉矩。
由特性3)的觀點，反電動勢kE可以在發電機模 式無載情況下被測量，轉矩常數kT可以直接從 kE獲得，或者從負載操作下獲得。
A. 固定電樞磁場旋轉轉子
三相繞組是用於直流由下表示
IIba
Im -0.5
Im
(9)
Ic -0.5 Im
Im經過參數分析設定為0和1A。轉子轉速設定 為1500rpm，轉子的起初位置設定在a相繞組在
t=0時有正的最大感應電壓的位置。
在Im為0和1A時，轉矩顯示下圖。
我們可以看到Im=1A的轉矩包括兩個成分： 其中一個成分由相電流產生，另一個頓轉轉矩
永磁电机转矩常数的深度
摘要
介紹 PMDC馬達的轉矩常數回顧 BLDC馬達的轉矩常數 PM交流馬達的轉矩常數 轉矩常數的其他定義方式 結論
介紹
Tm=kTI。
E=kEωm。 kT和kE 將電路方程式與機械方程式結合一起，
並且廣泛使用在馬達運動控制。 兩個常數使用在PM馬達必須討論以下：
馬達控制可以很簡單的從上面兩式預測永磁直
流馬達的特性。
BLDC馬達的轉矩常數
电机用永磁体知识基本介绍 ppt课件
——负载漏磁系数
36
第三章 永磁电机电磁场分析
37
3.1 电磁场有限元法
一、电磁场基本原理
1、Maxwell 方程组——电磁场基本方程
38
2、位函数——磁矢位
定义： 稳定磁场的微分方程变为：
3、平面场域磁场问题转化为边值问题
39
4、边界条件的确定
取一个极范围为求解区域
第一类边界条件 周期性边界条件
NdFeB：加热到最高温保存2～4h，冷却至室温 铁氧体：降温到最低温保存2～4h，升至室温（Hc温度系数
正，温度越低，Hc越小）
25
第二章 永磁电机的磁路计算
26
2.1 永磁电机磁路计算基础
一、永磁体的等效
Fm－磁动势 r——虚拟内禀磁通 m——永磁体提供的总磁通 0——虚拟自退磁（内漏磁）磁通27
Re2Co17 1.08-1.12 480-544 496-560 232-248
NdFeB型 1.18-1.25 760-920 800-1040 264-288
18
Nd-Fe-B系合金是以Nd2Fe14B化合物为基的一种不含Co的 高性能永磁材料。自1983年问世以来发展极为迅速，目前 此类材料磁性已达如下的水平：最大磁能积407.6 kJ/m3， 矫顽力2244.7kA/m。是迄今为止磁性能最高的永磁材料， 被誉为“磁王”。 Nd-Fe-B系合金的另外一个最大的优点是原材料丰富，价格 便宜，其价格只相当于钐钴合金的50%左右。
电机用永磁体知识基本介绍
1
现代永磁电机理论
2
精品资料
• 你怎么称呼老师？ • 如果老师最后没有总结一节课的重点的难点，你
是否会认为老师的教学方法需要改进？ • 你所经历的课堂，是讲座式还是讨论式？ • 教师的教鞭 • “不怕太阳晒，也不怕那风雨狂，只怕先生骂我
永磁同步电机PPT课件
永磁同步电动机的转子磁路结构
1. 表面式转子磁路结构 2. 内置式转子磁路结构 3. 爪极式转子磁路结构 4. 隔磁措施
2、内置式转子磁路结构
永磁体位于转子内部，永磁体外表面与定子铁心内 圆之间有铁磁物质制成的极靴，极靴中可以放置铸铝 笼或铜条笼，起阻尼或(和)起动作用，动、稳态性能 好，广泛用于要求有异步起动能力或动态性能高的永 磁同步电动机。内置式转子内的永磁体受到极靴的保 护，其转子磁路结构的不对称性所产生的磁阻转矩也 有助于提高电动机的过载能力和功率密度，而且易于
永磁同步电动机
主磁场方向不同：径向磁场式和轴向磁场式。
电枢绕组位置：内转子式（常规式）和外转 子式。
转子有无起动绕组：无起动绕组电动机（常 称为调速永磁同步电动机）和有起动绕组电 动机（常称为异步起动永磁同步电动机）。
供电电流波形：可分为矩形波永磁同步电动 机（简称为无刷直流电动机）和正弦波永磁 同步电动机（简称为永磁同步电动机）。
1. 表面式转子磁路结构 2. 内置式转子磁路结构 3. 爪极式转子磁路结构 4. 隔磁措施
3、爪极式转子磁路结构
1—左法兰盘 2—圆环形永磁体 3—右法兰盘 4—非磁性转轴
3、爪极式转子磁路结构
左右法兰盘的爪数相同，且两者的爪极互相 错开，沿圆周均匀分布，永磁体轴向充磁，因 而左右法兰盎的爪极分别形成极性相异，相互 错开的永磁同步电动机的磁极。爪极式转子结 构永磁同步电动机的性能较低，又不具备异步 起动能力，但结构和工艺较为简单。
1、表面式转子磁路结构
插入式转子结构使用特点
这种结构可充分利用转子磁路的不对称性 所产生的磁阻转矩，提高电动机的功率密度， 动态性能较凸出式有所改善，制造工艺也较简 单，常被某些调速永磁同步电动机所采用。但 漏磁系数和制造成本都较凸出式大。
第5章三相永磁同步电动机直接转矩控制-66页PPT资料
第5章 三相永磁同步电 动机直接转矩控制
现代电机控制技术 第5章 三相永磁同步电动机直接转矩控制
第 5 章 三相永磁同步电动机直接转矩控制
5.1 控制原理与控制方式 5.2 最优控制与弱磁控制 5.3 直接转矩控制与矢量控制的联系与比较 5.4 直接转矩控制仿真举例
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现代电机控制技术 第5章 三相永磁同步电动机直接转矩控制
图 5-2 中，负载角 δsf 可表示为
δsf (ωs ωr )dt
式(5-13)表明，若控制 ωs ωr ，可使 δsf 增大，否则会使 δsf 减小。
(5-13)
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现代电机控制技术 第5章 三相永磁同步电动机直接转矩控制
在很短时间内，依靠 usn 的作用可使 ψs 加速旋转（因为电气时 间常数较小，所以这是可以实现的），而这期间转子速度尚来不及
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现代电机控制技术 第5章 三相永磁同步电动机直接转矩控制
图5-5 直接转矩控制系统原理框图
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现代电机控制技术 第5章 三相永磁同步电动机直接转矩控制
5.1.3 磁链和转矩估计
无论是感应电动机还是 PMSM，直接转矩控制都是直接将转矩和定 子磁链作为控制变量，滞环比较控制就是利用两个滞环比较器直接控制 转矩和磁链的偏差，显然能否获得转矩和定子磁链的真实信息是至关重 要的。电磁转矩的估计在很大程度上取决于定子磁链估计的准确性，因 此首先要保证定子磁链估计的准确性。
体产生的励磁磁场 ψf ，称为转子磁场，一个是定子电流矢量 is 产生的电 枢磁场 Lsis ，另一个是由 两者合成而得的定子磁场
ψs 。即有 ψs Lsis ψf (5-1) 电磁转矩的生成可看
成是两个磁场相互作用的
永磁同步电机原理及其应用ppt课件
永磁同步变频调速电机运用案例
家电行业领域 由于永磁电机在低运转时效率极高，可以有效的降低频繁启动的损耗，是实 现家电节能的较佳技术途径之一。
永磁同步电机相比交流异步电机优势
c、由于永磁同步电机功率因数高，这样相比异步电机其电机电流更小，相应 地电机的定子铜耗更小，效率也更高。
d、系统效率高：永磁电机参数，特别是功率因数，不受电机极数的影响， 因此便于设计成多极电机〔如可以100极以上〕，这样对于传统需求经过 减速箱来驱动负载电机，可以做成直接用永磁同步电机驱动的直驱系统， 从而省去了减速箱，提高了传动效率。
永磁同步变频调速电机运用案例
船舶电力推进领域 推进电机是船舶综合电力系统的重要组成部分、永磁同步推进电机具有体积 小、分量轻、效率高、噪声低、易于实现集中遥控、可靠性高、可维护性好 等优点，是船舶推进电机的理想选择。
永磁同步变频调速电机运用案例
挤出机领域 螺杆驱动电机是挤出机动力系统的重要组成部分、永磁同步电机具有体积 小、分量轻、效率高、噪声低、可靠性高、可维护性好等优点，是挤出机 驱动电机的理想选择。
永磁同步电机相比交流异步电机优势
5、体积小，功率密度大：
永磁同步变频调速电机体积小，功率密度大的优势，集中表达在驱动低速大 扭矩的负载时，一个是电机的极数的增多，电机体积可以减少。还有就是： 电机效率的增高，相应地损耗降低，电机温升减小，那么在采用一样绝缘等
级 的情况下，电机的体积可以设计的更小；电机构造的灵敏性，可以省去电机 内许多无效部分，如绕组端部，转子端环等，相应体积可以更小。
永磁同步电动机教材ppt课件
• 与异步电机不同，同步电机不能采用调理 转差的方法，只能调频调速。根据对频率 进展控制的不同方法，同步电机变频调速
系统可以分为它控式和自控式。当同步电
机定子电压频率由一个外部频率控制安装 进展控制时，称为他控方式。当同步电机
定子电压频率由其轴上位置传感器发出的 脉冲来控制变频安装的触发脉冲时，称为 自控方式。
2. 由永磁体来产生磁场 由于永磁资料的固有特性，它经过预先磁化[充磁]
以后，不再需求外加能量就能在其周围空间建立磁场。
• 与传统的电励磁电机相比，永磁电机，特别是 稀土永磁电机具有构造简单，运转可靠；体积 小，质量轻；损耗少，效率高；电机的外形和 尺寸可以灵敏多样等显著优点。因此运用范围 极为广泛，几乎普及航空航天、国防、工农业 消费和日常生活的各个领域。
在变频技术日新月异地开展的同时，交流电动机 控制技术获得了突破性进展。
1.2 感应电动机调速的根本方法
n 6 0 f1 (1 s)/P n n 0 (1 s)
• 感应电动机的调速方法分为变频调速、变极对 数调速和调转差率调速三种。
• 详细的说常见的根本种类有：①降电压调速； ②电磁转差离合器调速；③绕线转子感应电机 转子回路串电阻调速；④绕线转子感应电机串 级调速；⑤变极对数调速；⑥变压变频调速等。
永磁资料
永磁电机的性能、设计制造特点和 运用范围都与永磁资料的性能亲密相关。 永磁资料种类众多，性能差别很大。因 此，在研讨永磁电机之前，首先从设计 制造电机的需求出发，了解电机中最常 用的三种主要永磁资料〔铁氧体、铝镍 钴、钕铁硼〕的根本性能，包括磁性能、 物理性能，选用时的本卷须知。
永磁体的磁稳定性
• U 1 f1 常值。此时采用带低频定子电阻压降 补偿的恒电压频率比控制，其电压、频率关系 如图中曲线所示。假设电动机在不同转速下都 有额定电流，那么电机能在温升允许的情况下 长期运转，这时转矩根本上随磁通变化。由于 维持了气隙磁通恒定，电机将作恒转矩运转。
永磁同步电机工作原理 ppt课件
1 1 1 i N3 2 2 i 3 3 N 2 0 2 2
i A iB iC
PMSM电机的FOC控制策略
N3 2 考虑变换前后总功率不变，可得匝数比应为 N2 3 1 1 i A 1 i 2 2 可得 2 iB i 3 3 3 0 iC 2 2 1 1 1 2 2 2 坐标系变换矩阵： C3/ 2 3 3 3 0 2 2
i PMSM的数学模型
s
d
过对同步电动机定子三相静止坐标轴系的基本方程进 行线性变换，实现电机数学模型的解耦 。 C u s ：定子电压
is ：定子电流
s ：定子磁链矢量 f ：转子磁链矢量 r ：转子角位置 A、B、C ：定子三相静止坐标系 、 ：定子两相静止坐标系 ：电机转矩角
d、q ：转子两相坐标系
PMSM和BLDC电机的工作原理
假设： 1)忽略电动机铁心的饱和；
2)不计电动机中的涡流和磁滞损耗； 3)转子无阻尼绕组。 永磁同步电动机在三相定子参考坐标系中的数学 模型可以表达如下：
d s 定子电压： us Rs is dt j 定子磁链： s Lsis f e
U1
H1 H2 H3
译 码 电 路
VF1
VF3
VF5
A B
C
VF4
VF6
VF2
全控桥两两通电电路原理图
PMSM和BLDC电机的工作原理
将三只霍尔集成电路 按相位差120度安装， 产生波形如图所示。
a)
H1
0
t
H20
H3 0
永磁同步电机课件
通过集成传感器和智能化技术，实现 对电机运行状态的实时监测和故障诊 断，提高电机的可靠性和寿命。
先进控制算法
采用先进的控制算法和策略，实现电 机的快速响应、高精度控制和节能运 行。
应用拓展
新能源汽车
随着新能源汽车市场的不断扩大，永磁同步电机在电动汽车、混 合动力汽车等领域的应用越来越广泛。
工业自动化
可靠性
寿命
永磁同步电机的寿命较长，能够在恶劣的环境下稳定运行。
维护
永磁同步电机维护成本较低，因为其结构简单，部件较少。
05
永磁同步电机的优化设计
材料选择
01
02
03
永磁材料
选择具有高磁导率、高矫 顽力和高剩磁的永磁材料 ，如钕铁硼和钐钴等，以 提高电机的性能。
导磁材料
选用具有高磁导率和低损 耗的导磁材料，如硅钢片 和坡莫合金等，以降低电 机的铁损和涡流损耗。
保护等，以防止电机在异常情况下损坏。
04
控制器的设计需要考虑到电机的参数、控制算法、控 制精度和动态响应等因素，以确保电机能够高效、稳 定地运行。
驱动器
驱动器是永磁同步电机控制系统的执 行机构，负责将控制器发出的控制指 令转换为电机的实际运行状态。
驱动器的设计需要考虑到电机的参数 、驱动能力、效率、可靠性和安全性 等因素，以确保电机能够高效、稳定 地运行。
应用
永磁同步电机广泛应用于工业自 动化、电动汽车、风力发电等领 域，特别是在需要高效率、高转 矩密度和宽广调速范围的场合。
02
永磁同步电机的结构
定子
绕组
定子绕组是永磁同步电机中的重要组 成部分，通常由铜线绕制而成，其作 用是产生磁场。
铁芯
定子铁芯由硅钢片叠压而成，用于固 定和加强定子绕组，同时帮助集中磁 力线。
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流馬達的特性。
BLDC馬達的轉矩常數
1
3
5
6
2
4
6
ab ac bc ba ca cb
A. 電壓方程式再也不能應用
電壓方程式在無刷直流馬達因為自感壓降再也 不被應用。在永磁直流馬達，由電流換相造成 的自感感應電壓並非有助於電刷兩端的電壓降。 然而，在無刷直流馬達，自感壓降可以比擬成 電阻壓降。
輸入電流因為也包含顯著的漣波。藉由功率轉 換的定理，可以得到
TmmT1s
Ts eidtEI1
0
Ts
Ts eidt
0
(4)
Δe和Δi是直流反電動勢和輸入電流的漣波，相 對地，從由上式，得知因為Tmωm≠EI所以在負 載情況kT≠kE。
D. kE在負載下不再被精確測量
藉由測量氣隙轉矩和負載運轉下的輸入電流的 直流成分，kT可以被決定。然而，無刷直流馬 達的kE在負載下再也不精確地測量。因為kE在 負載情形不同於在無載情形，所以不能藉由驅 動一個馬達作為發電機並且使用整流器整流線 電壓。因為在負載情況下kT ≠ kE，所以kE不能 直接地從kT獲得。
下圖顯示表面型無刷直流馬達(固定不變的觸發 角和脈波寬度)隨著速度改變的kT。
C. kT再也不等於kE
在無刷直流馬達，跨於直流端的反電動勢一般 包含與任意線對線反電動勢波形相關的漣波。 即使線對線感應電壓可能藉由一個特殊的設計， 在60°電機角有一個平坦的波形，電流飛輪二 極體漣波仍需要被考慮。
E
Tm
k Em
kTI
(2)
ωm是在rad/s的機械角速度，Tm是在N·m的電磁 (氣隙)轉矩，kE是在V·s/rad的反電動勢常數，kT 是在N·m/A的轉矩常數。
kE和kT 有以下的特性： 1)在度測量。
特性1)可以從 EI= Tm ωm得證。
T m m m rm IE rsm cs o is(7)
其中 kT m 2 kEcos i (8)
kT m 2 kEcos i
由上式可以得到一個結論，即使當飽和效應 可以被忽略時，kE可能是常數。但是永磁同 步馬達的kT不是常數。kT隨著內部功率角而 改變，功率角隨著機械負載不同而改變。
一個3相4極的永磁同步電 機，如右圖所示，使用2D 暫態有限元素方法(FEM) 分析可以指出轉矩常數隨 著內部功率因素角度而改 變。為了觀察隨著內部功 率因素角度而改變的轉矩 常數，電樞電流造成的飽 和變化可以被忽略，如此 線性材料被使用於所有元 件。
特性2)有以下四點： a)永磁直流馬達由於表面型磁石有高氣隙，因此，因
電樞反應影響的飽和度變化可以被忽略 。
b)在運作時電刷位置被機械固定即使他可以被調整 。 c)在電刷寬度的角度內每個線圈的電流完成換相，並
且換流持續時間不受轉子速度的影響。
d)即使電樞阻抗並沒有排列在q軸，也沒有磁阻轉矩。
由特性3)的觀點，反電動勢kE可以在發電機模 式無載情況下被測量，轉矩常數kT可以直接從 kE獲得，或者從負載操作下獲得。
T mm kT IpeE ap ke/ak Ek m2 Ek cT koismrm IEsrmcsois (6)
T mm kT IpeE ap ke/ak Ek m2 Ek cT koismrm IEsrmcsois
Irms 和Erms代表弦波相電流和反電動勢的根均方 值(rms)，m是相數。為了能量轉換，機械功率 一定等於電機功率，也就是說
A. 固定電樞磁場旋轉轉子
三相繞組是用於直流由下表示
Ia Im
I
b
-0.5
Im
(9)
I c -0.5 I m
Im經過參數分析設定為0和1A。轉子轉速設定 為1500rpm，轉子的起初位置設定在a相繞組在
t=0時有正的最大感應電壓的位置。
在Im為0和1A時，轉矩顯示下圖。
我們可以看到Im=1A的轉矩包括兩個成分： 其中一個成分由相電流產生，另一個頓轉轉矩
B. kT和kE再也不是常數
在無刷直流馬達，E是跨於直流端的平均反電 動勢，他的值將會隨著電流飛輪二極體的導通 時間而改變。
ET 1s 0 T f 1 2eba ebcd tT T fsebd c t (3)
很明顯的知道平均反電動勢隨著電流飛輪二極
體導通時間而改變，因此kE在不同的操作並不 是定值。
只要Tf<Ts，飛輪二極體的電流總是會減少輸入 的直流和減少轉矩，因此kT隨著電流飛輪二極 體的導通時間而改變，導通時間隨著轉子速度 改變。
另外一個kT並不是定值情況，在內藏型永磁馬 達(IPM)，磁阻轉矩成分也會貢獻氣隙轉矩作 為突極效應的結果，並且磁阻轉矩成分並不會 線性正比於直流。此外，直流無刷馬達的觸發 角和脈波寬度通常須控制的。這也是一個kT不 是常數的情況。
永磁电机转矩常数 的深度(ppt)
（优选）永磁电机转矩常数的 深度.
摘要
介紹 PMDC馬達的轉矩常數回顧 BLDC馬達的轉矩常數 PM交流馬達的轉矩常數 轉矩常數的其他定義方式 結論
介紹
Tm=kTI。
E=kEωm。 kT和kE 將電路方程式與機械方程式結合一起，
並且廣泛使用在馬達運動控制。 兩個常數使用在PM馬達必須討論以下：
PM交流馬達的轉矩常數
交流永磁馬達的轉矩常數被定義為轉矩與交流
輸入相電流Ipeak的峰值的比例，並且反電動勢 常數為感應相電壓Epeak與動子轉速的比例
Epeak kEm
Tm
kTIpeak
(5)
大部分交流永磁馬達操作如同同步馬達。在永 磁同步馬達，內部的功率因素角ψi是反電動勢 相量和電流相量之夾角，從機械負載的觀點， 夾角會隨著負載自動被調整，因此一般不是零。 在這些情況，傳送的機械功率為
電流飛輪二極體、任意的反電動勢波形、凸極、 任意的脈波寬度和觸發角和內部功率因素角度。
PMDC馬達的轉矩常數回顧
在PMDC馬達，電路方程式為 Vs=E+RaI+Vb (1)
Vs是供應直流電壓源，E是反電動勢，Vb是一 對電刷的電壓降，I是輸入直流電流，並且Ra是 電樞電阻。
可以將機械方程式結合在一起。