一种改进的DTMB单载波系统载波恢复算法
一种适合国标DTMB系统的载波恢复新方法
一种适合国标DTMB系统的载波恢复新方法宋红梅【摘要】针对数字电视地面多媒体广播(DTMB)接收机申多数传统载波恢复算法估计范围较小,且没有考虑定时误差的影响,提出了一种粗偏调整结合扫频的低复杂度载波恢复算法.该算法兼容不同的发送制式以降低接收端的实现复杂度.为了保证估计性能,算法先利用PN的时域特性进行粗频偏调整,然后用变步长扫频估计剩余大频偏.理论分析和计算机仿真表明:所提算法抗噪声、多径的能力较强,且对定时估计误差不敏感.【期刊名称】《电讯技术》【年(卷),期】2011(051)003【总页数】5页(P47-51)【关键词】DTMB;载波恢复;扫频【作者】宋红梅【作者单位】南京工程学院,通信工程学院,南京,211167【正文语种】中文【中图分类】TN934.31 引言在数字通信系统中，发射机与接收机之间的频率偏差会使接收信号产生缓慢的频率漂移。
特别是对由许多正交子载波组成的OFDM信号来说，子信道带宽远小于整个带宽，频偏引起载波间干扰(ICI)，破坏OFDM信号不同子载波间的正交性，从而一个小的频偏会导致很大的性能降低。
为了正确解调信号，必须有一个很好的频率同步方案。
中国数字电视地面传输标准(以下简称DTMB)[1]采用了单、多载波两种调制方式，并且为了保证不同环境下的灵活性，规定了3种长度不同、特性不一的帧头模式。
对于DTMB接收机载波恢复算法而言，一方面，为了降低接收端的实现复杂度，算法应兼容不同的发送制式；另一方面，为了保证性能，算法应充分利用不同制式的特点。
这方面的研究已广泛展开，如文献[2]中提出利用本地PN与接收数据相关进行载波恢复的算法(Corr-AFC)，以及文献[3]中提出的本地二次相关算法。
文献[2-3]的载波恢复方案都适合单、多载波模式，但没有充分利用各种帧头模式的不同特点，而且，这两种算法都存在可估计频偏范围较小的缺点。
文献[4]提出的扫频结合CFE算法虽然能够估计大范围的频偏，但其粗偏估计精度较低，导致之后的细频偏估计比较复杂。
DTMB接收机定时恢复算法及其高效VLSI实现
DTMB接收机定时恢复算法及其高效VLSI实现
张阳;陈赟;巫建明;曾晓洋
【期刊名称】《小型微型计算机系统》
【年(卷),期】2008(29)10
【摘要】提出一种基于中国数字电视标准DTMB(Digital Terrestrial/Television Multimedia Broadcasting)的时域定时恢复方案.该方案采用全数字延迟锁定环来跟踪定时误差,与传统的时域鉴相器相比,本文提出的鉴相算法能实现增益的自动归一化,且捕获范围为原算法的三倍,能纠正采样频率偏差达到±90ppm.此外本方案能实现环路带宽的自动调整,以兼顾较快的收敛速度和较小的抖动.本文最后给出了此方案的性能仿真及VLSI实现结果.
【总页数】4页(P1944-1947)
【作者】张阳;陈赟;巫建明;曾晓洋
【作者单位】复旦大学,专用集成电路与系统国家重点实验室,上海,201203;复旦大学,专用集成电路与系统国家重点实验室,上海,201203;复旦大学,专用集成电路与系统国家重点实验室,上海,201203;复旦大学,专用集成电路与系统国家重点实验室,上海,201203
【正文语种】中文
【中图分类】TP331
【相关文献】
1.基于DVB-C的QAM接收机定时恢复算法 [J], 谭泽富;廖明霞;晏先伟;吴婷婷
2.基于DSP Builder全数字接收机定时载波同步算法的实现 [J], 陈舒;刘奇佳;刘昌清;赵克明
3.全数字接收机中定时同步算法和实现 [J], 晏蕾;余荣;梅顺良
4.全数字接收机定时恢复算法的FPGA实现 [J], 赵毅;梁淮宁;程晓军
5.dPMR接收机定时估计算法及FPGA实现 [J], 朱子文;张涛;关汉兴
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载波恢复技术（带图）
载波恢复技术及其相关算法4.1 载波恢复的基本原理在数字传输系统中，接收端解调部分通常采用相干解调(同步解调)的方法，因为相干解调无论在误码率、检测门限还是在输出信噪比等方面较非相干解调都具有明显优势。
相干解调要求在接收端必须产生一个与载波同频同相的相干载波。
从接收信号中产生相干载波就称为载波恢复。
相干解调的优越性是以接收端拥有准确相位的参考载波为前提的，如果频率有误差，解调就不能正常工作，如果相位有误差，解调的性能就会下降。
因为星座点数多的QA M (如64QA M,256QA M )对载波相位抖动非常敏感，所以对DV B -C 系统的Q A M 调制方式来说，在接收端取得精确频率和相位的相关载波尤为重要。
在数字传输系统中，由于收发端的本振时钟不精确相等或者信道特性的快速变化使得信号偏离中心频谱，都会导致下变频后的基带信号中心频率偏离零点，从而产生一个变化的频偏，同时，信号的相位在传输中也会受到影响，引起信号的相位抖动。
为了消除因此产生的载波频偏Δf 和相偏Δθ，在数字传输系统接收端的QAM 解调器中需要通过载波恢复(Carri e r recov e ry)环路来计算出信号中载波频偏与相偏，并将载波频偏与相偏的值反馈回混频器来消除载波频偏与相偏。
本文论述采用特殊的锁相环来获得相干载波的方法，其基本思想是：对于经过了下变频、滤波器、定时恢复和均衡之后的信号，应用盲载波恢复，通过利用锁相环，提取出频偏并且跟踪相偏。
4.2 载波恢复的具体方法以下介绍从抑制载波的己调信号中恢复相干载波的常用的方法：四次方环法、同相正交环法、逆调制环法、判决反馈环法。
4.2.1 四次方环四次方环[6]的基本方法是将接收信号进行四次方运算，然后用选频回路选出4c f 分量，再进行四分频，取得频率为c f 的相干载波。
一种DTMB系统信道估计改进算法
Ｄ Ｔ ＭＢ 系统 帧 头模 式 ２下 的信道 估计 ， 提 出一种 改进 的最 小二 乘 （ Ｌ Ｓ ） 信 道 估计 算 法 。该 算 法采 用试 凑 法从 Ｄ Ｔ ＭＢ系统信 号帧 中 Ｐ Ｎ帧 头序 列 内选 取 最佳 的一段 Ｐ Ｎ序 列 ， 利 用所 选取 最佳 Ｐ Ｎ序 列构 造 用 于 改进 的 Ｌ Ｓ信 道 估计 算 法 的最优 频 域子 载 波 ， 使 用 改进 的 Ｌ Ｓ信道 估 计算 法获 取信 道 的脉 冲响应 估计 初 值； 并根据 信 号的 正交振 幅调 制 （ Ｑ Ａ Ｍ） 方式， 选 取 最佳 噪 声 门限对 信 道 的脉 冲 响应 估 计初 值 进行 时域 滤 波去噪 ， 以获得信 道脉 冲 响应 终值 。仿 真结果 表 明 ， 该 算法 可有 效减 小拖尾 效应 和加 性噪 声对信 道估
ｕ ｓ ｉ ｎ ｇ ｔ ｈ ｅ ｍｅ ｔ ｈ ｏ ｄ ｏ ｆ ｔ ｉ ｒ ａ ｌ ａ ｎ ｄ ｅ ｒ ｒ ｏ ｒ ， ｔ ｈ ｉ ｓ ｌ ａ ｇ ｏ ｉ ｒ ｔ ｈ ｍ ｃ ｕ ｔ ｓ ａ ｂ ｅ ｓ ｔ ｐ ｉ ｅ ｃ ｅ ｒ ｆ ｏ ｍ ｔ ｈ ｅ ｐ ｓ ｅ ｕ ｄ ｏ ｎ ｏ ｉ ｓ ｅ （ Ｐ Ｎ ）ｓ ｅ ｑ ｕ ｅ ｎ ｃ ｅ ｓ ｏ ｆ
ｔ ｉ ｏ ｎ ｐ ｒ ｅ ｃ ｉ ｓ ｉ ｏ ｎ ｏ ｆ ｄ ｉ ｇ ｉ ｔ ａ ｌ ｔ ｅ ｌ ｅ ｖ ｉ ｓ ｉ ｏ ｎ ｔ ｅ ｒ ｒ ｅ ｓ ｔ ｉ ｒ ａ ｌ ｍ ｕ ｌ ｔ ｉ ｍ ｅ ｄ ｉ ａ ｂ ｒ ｏ ａ ｄ ｃ ａ ｓ ｔ ｉ ｎ ｇ （ Ｄ Ｔ ＭＢ ）ｓ ｙ ｓ ｔ ｅ ｍ， ａ ｎ ｉ ｍ ｐ ｒ ｏ ｖ ｅ ｄ ｌ ｅ ａ ｓ ｔ ｓ ｑ ｕ ａ ｒ ｅ ｓ （ Ｌ Ｓ ）ｃ ｈ ａ ｎ ｎ ｅ ｌ ｅ ｓ ｔ ｉ ｍ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ａ ｇ ｏ ｉ ｒ ｔ ｈ ｍ ｂ ａ ｓ ｅ ｄ ｏ ｎ Ｄ Ｔ ＭＢ ｓ ｙ ｓ ｔ ｅ ｍ ｉ ｎ ｔ ｈ ｅ ｆ ｒ ａ ｍｅ ｈ ｅ ａ ｄ ｏ ｆ ｍｏ ｄ ｅ ２ ｉ ｓ ｐ ｒ ｏ ｐ ｏ ｓ ｅ ｄ ． Ｂ ｙ
一种解决DTMB单载波正反频谱的搜索装置
创新应用I Applications一种解决DTMB单载波正反频谱的搜索装置钟培峰，刘小同，牛进（晶晨半导体上海有限公司，上海201203）摘要：研究一种解决地面数字广播电视DTMB单载波正反频谱的搜索装置。
计算对数似然比LLR的计算模块应用到时域解交织模块后，每解一帧低密度奇偶校验码LDPC时，可以将x和y进行交换，相当于正、反频谱切换。
再计算LLR,根据LDPC解出的结果。
可以确定当前信号的正、反频谱特性，而不需要重新复位整个解调器系统，这样可大大缩短搜索时间。
它比通常做法可缩短约一半时间左右，减少了漏台概率。
同时基于浮点二进制量化方法，可减少RAM存储。
关键词：集成电路；地面数字广播电视DTMB；对数似然比LLR;低密度奇偶校验码LDPC。
中图分类号：TN402;TN911.22文章编号：1674-2583(2019)08-0072-03D0I：10.19339/j.issn.1674-2583.2019.08.025中文引用格式：钟培峰，刘小同，牛进.一种解决DTMB单载波正反频谱的搜索装置[J].集成电路应用，2019,36(08):72-74.Search Device for DTMB Single Carrier Frequency SpectrumZHONG Peifeng,LIU Xiaotong,NIL)Jin(Jingchen Semiconductor Shanghai Co.,Ltd,Shanghai201203,China.)Abstract—In this paper,a search device for DTMB single carrier forward and backward spectrum of digital terrestrial multimedia broadcast is studied.After applying the LLR computing module to the time domain de-interleaving module,X and y can be exchanged for each frame of LDPC,which is equivalent to the forward and reverse spectrum switching.Then LLR is calculated and the result is obtained by LDPC.The forward and reverse spectrum characteristics of the current signal can be determined without resetting the whole demodulator system,which can greatly shorten the search time.It can shorten about half the time and reduce the probability of leakage.At the same time,based on floating-point binary quantization method,RAM storage can be reduced.Index Terms—integrated circuit,digital terrestrial multimedia broadcast DTMB,log-likelihood ratio LLR,low-density parity-check code LDPC.1引言对于地面数字广播电视（Digital Terrestrial Mult imedia Broadcast,DTMB）的输入信号源来说，由于不同厂家的信号发生源的正反频谱特性，对于接收端来说是未知的，这样需要解调器Demod 能够在未知信号源的正反频谱特性时，能够实现正确解调。
一种改进载波相位恢复算法
doi :10.3969/j.issn.1001-893x.2021.05.010引用格式:梅如如,胡婉如,王竹刚.一种改进载波相位恢复算法[J].电讯技术,2021,61(5):589-595.[MEI Ruru,HU Wanru,WANG Zhugang.An improved carrier phase recovery algorithm[J].Telecommunication Engineering,2021,61(5):589-595.]一种改进载波相位恢复算法∗梅如如∗∗1,2,胡婉如1,2,王竹刚1(1.中国科学院国家空间科学中心北京100190;2.中国科学院大学北京100049)摘㊀要:为了解决载波相位恢复算法频偏估计范围小㊁估计精度低㊁计算复杂度高等问题,提出了一种基于Q 次方的极性环与极性判决(Polar Decision ,PD )算法相结合的Q 次方极性判决(Q -th PowerPolarity Decision ,QPD )算法㊂首先对判决导向(Decision Directed ,DD )算法㊁PD 算法㊁基于Q 次方的极性环进行性能分析;然后结合基于Q 次方的极性环和PD 算法的优点,提出性能更好的QPD 算法,并分别在不同频偏和不同信噪比条件下对这四种载波相位恢复算法进行性能仿真与性能比较;最后,在QPSK ㊁8PSK ㊁16APSK 和32APSK 这四种调制方式下,分析QPD 算法的误码率㊁资源消耗和吞吐率㊂仿真结果表明,该算法相比于DD 算法㊁PD 算法㊁基于Q 次方的极性环具有频偏估计范围较大㊁估计精度较高㊁资源消耗相对较少㊁吞吐率较高等特点,且适用于多种调制方式㊂关键词:载波相位恢复;非数据辅助算法;判决导向算法;极性判决算法;基于Q 次方的极性环开放科学(资源服务)标识码(OSID):微信扫描二维码听独家语音释文与作者在线交流享本刊专属服务中图分类号:TN911㊀㊀文献标志码:A㊀㊀文章编号:1001-893X (2021)05-0589-07An Improved Carrier Phase Recovery AlgorithmMEI Ruru 1,2,HU Wanru 1,2,WANG Zhugang 1(1.National Space Science Center,Chinese Academy of Sciences,Beijing 100190,China;2.University of Chinese Academy of Sciences,Beijing 100049,China)Abstract :In order to solve the problems such as small frequency offset estimation range,low estimation ac-curacy,and high computational complexity of the carrier phase recovery algorithm,a Q -th power polarity decision(QPD)algorithm based on the combination of polar decision(PD)algorithm and polar ring based on Q -th power is proposed.Firstly,the performance of decision directed(DD)algorithm,PD algorithm and polar ring based on Q -th power is analyzed.Then,by combining the advantages of polar ring based on Q -th power and PD algorithm,the QPD algorithm with better performance is proposed.In addition,the per-formance of these four carrier phase recovery algorithms is simulated and compared under different frequen-cy offsets and different signal -to -noise ratio(SNR)conditions.Finally,the error symbol rate,resource con-sumption and throughput rate of the QPD algorithm are analyzed under the four modulation modes of QPSK,8PSK,16APSK and 32APSK.The simulation results show that compared with the DD algorithm,PD algorithm and the polar ring based on Q -th power,the algorithm has the characteristics of larger frequency offset estimation range,higher estimation accuracy,relatively less resource consumption,higher throughput rate,and is suitable for multiple modulation modes.Key words :carrier phase recovery;non -data aided algorithm;decision directed algorithm;polar decision algorithm;polar ring based on Q -th power㊃985㊃第61卷第5期2021年5月电讯技术Telecommunication EngineeringVol.61,No.5May,2021∗∗∗收稿日期:2020-10-26;修回日期:2020-11-15基金项目:中国科学院战略性先导科技专项(A 类)(XDA153501)通信作者:188****6082@0㊀引㊀言当数字通信接收机采用相干解调时,接收端需要提供一个和发射端调制载波同频同相的相干载波[1]㊂然而,数字信号在传输过程中,由于系统本振频率误差和多普勒效应等各种原因会导致数字下变频输出的载波发生频偏和相偏,进而导致接收信号发生旋转和抖动[2-4]㊂因此,需要采用载波恢复技术纠正接收端载波和发送端载波之间的频偏和相偏㊂载波恢复可分为载波频率恢复和载波相位恢复两个部分㊂信号进行载波频率恢复后仍存在剩余频偏和剩余相偏,因此,需要进行载波相位恢复[5-6]㊂载波相位恢复技术依据是否借助训练序列或导频辅助可分为数据辅助(Data Aided,DA)㊁非数据辅助(Non-data Aided,NDA)两大类[7-8],本文主要是基于NDA算法进行研究㊂常用的NDA载波相位恢复算法有判决导向(Decision Directed,DD)算法㊁极性判决(Polar Deci-sion,PD)算法和基于Q次方的极性环㊂其中,DD 算法采用全星座判决,能够有效消除加性噪声,稳态跟踪能力好,但频偏捕获能力小,通常小于10kHz[9]㊂为了进一步改善频偏捕获能力,加入功率检测模块的PD算法被提出,然而该算法对于正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying,QPSK)㊁8相移键控(8Phase Shift Keying,8PSK)㊁16幅度相移键控(16Amplitude Phase Shift Keying,16APSK)等等幅调制信号并不能起到很好的作用㊂基于Q 次方的极性环是对信号进行Q次方处理,使得信号星座收敛后,再进行判决,简化了算法的时间,增加了可靠性,然而其受噪声影响较严重,降低了算法的相偏恢复性能[10]㊂因此,为了使载波相位恢复算法既能捕获大的频偏,又能进行稳定的跟踪以及有高的相偏恢复性能,2016年,吴凤辉[1]提出了DD算法和鉴频鉴相(Phase and Frequency Discrimination, PFD)算法相结合的载波相位恢复算法,但是该算法需要加入一种用于保证两种算法的正确切换的模式转换算法,会增加算法的复杂度㊂同年,朱诗兵[11]提出了基于Q次方的极性环和DD算法相结合的载波相位恢复算法,该算法同样需要进行模式切换,增加算法的复杂度㊂为此,本文提出了一种基于Q次方的极性环与极性判决算法相结合的Q次方极性判决(Q-th Power Polarity Decision,QPD)算法㊂该算法频偏捕获范围更大,相位恢复性能更好,且适用于QPSK㊁8PSK㊁16APSK和32幅度相移键控(32Amplitude Phase Shift Keying,32APSK)等等幅调制信号㊂1㊀载波相位恢复算法分析图1所示为一种常见的载波相位恢复环路结构[12],其中DD算法㊁PD算法和基于Q次方的极性环均采用这种结构㊂图1㊀载波相位恢复环路结构从图1中可以看出,载波相位恢复环路主要由相位估计㊁环路滤波器和数控振荡器(Numerically Controlled Oscillator,NCO)构成㊂其中相位估计是载波相位恢复环路中最关键的部分,不同相位估计主要采取不同的鉴相方法提取载波剩余相偏;环路滤波器用于滤除信号中的噪声和其他高频分量,产生稳定的相偏信号;NCO模块则是根据相偏的大小调整正弦波与余弦波频率,对原始信号做补偿㊂1.1㊀DD算法DD算法的原理是将接收的信号根据最小距离准则判决到最近的理想星座点上,然后比较接收信号和理想星座点,把两者之间的相位差值作为相位误差信号㊂它能有效地消除加性噪声,适用于所有形式的星座图,但是当残留频偏和相偏过大时,误码率增大,会导致相偏估计不准确㊂此外,相同的误差下,高阶调制时,星座图点数增加使得正确判决难度增大,也会增加相偏估计的错误率㊂DD算法的实现框图如图2所示㊂图2㊀DD算法实现框图在如图2所示的DD算法的实现框图中,y(k)是接收端信号,q(k)是判决器输入信号,qᶄ(k)是判决器输出信号㊂DD算法的数学推导如下:在不考虑噪声的情况下,假设判决器输入信号q(k)和判决器输出信号qᶄ(k)为㊃095㊃电讯技术㊀㊀㊀㊀2021年㊀q (k )=r ej(2πf 1T s +θ1)=r {cos(2πf 1T s +θ1)+jsin(2πf 1T s +θ1)},(1)㊀qᶄ(k )=r ej(2πf 2T s +θ2)=r {cos(2πf 2T s +θ2)+jsin(2πf 2T s +θ2)}㊂(2)式中:T s 为符号速率,r 是q 点和qᶄ点的半径,f 1和f 2分别是q 点和qᶄ点的频率,θ1和θ2分别是q 点和qᶄ点的相角㊂则相位检测的结果可表示为ψ(k )=Imq (k )qᶄ(k )()=Im r e j(2πf 1T s +θ1)r e j(2πf 2T s +θ2)()=sin(2πf 1T s +θ1)sin(2πf 2T s +θ2)=sin(2π(f 1-f 2)T s +(θ1-θ2))㊂(3)因为sin 2πf 1-f 2()T s +θ1-θ2()()是一个很小的值,所以该正弦值可近似为其相角的值,即sin(2π(f 1-f 2)T s +(θ1-θ2))ʈ2π(f 1-f 2)T s +(θ1-θ2),(4)ψ(k )=Im q (k )qᶄ(k )()ʈ2π(f 1-f 2)T s +(θ1-θ2)㊂(5)ψ(k )即为获得的相偏信号,将其送入环路滤波器,然后送进NCO㊂NCO 模块包括一个相位累加器和一个正弦表,构成了数字锁相环㊂1.2㊀PD 算法PD 算法是在DD 算法的基础上发展得来的㊂在PD 算法中,不用对星座图上所有符号进行判决,只需要对信号中一些符合条件的星座点进行判决㊂相比于DD 算法,PD 算法有更强的频偏捕获能力,健壮性也更好,十分适合用于幅度不固定的调制信号,例如正交幅度调制(Quadrature Amplitude Modu-lation,QAM )信号㊂然而,对于QPSK㊁8PSK㊁16APSK 等等幅信号,PD 算法并不能起到很好的作用㊂PD 算法的实现框图如图3所示,其中y (k )是接收端信号,q (k )是用于功率检测的信号,p (k )是经过极性判决后的输出信号㊂图3㊀PD 算法实现框图从图3中可以看出,PD 算法实现时,首先对接收端信号进行功率检测,允许功率大的符号进行极性判决,功率低的符号不用于计算相偏㊂其中极性判决是将接收到的符号判决为其所在象限的对角线上的符号㊂图4是256QAM 情况下第一象限的极性判决解析图㊂图4㊀极性判决解析图当对图4中的q 点进行判决时,假设q 点的极坐标形式为q (k )=r (cos θk +jsin θk )㊂(6)式中:r 是q 点的半径,θk 是q 点的相角㊂首先经过功率检测,假设功率门限为α,则需要判断q 点的功率是否大于门限α,即是否满足r 2>α2㊂(7)由于q 点的功率大于门限α,满足上式,因此可以进行极性判决㊂此时,q 点被判决为距离其最近的对角线上的点,即图4中的p 点㊂p 点的极坐标形式可表示为p (k )=A (cos(π/4)+jsin(π/4))㊂(8)式中:A 是p 点的半径,π/4是p 点的相角㊂经过极性判决后,q 点和p 点输入到鉴相器,进行相偏检测㊂在相偏检测中,采用的方法与DD 算法的检测方法一致,即取虚部检测㊂因此,PD 算法的相偏检测公式如下:ψ(k )=Imq (k )p (k )()=Im r (cos θk +jsin θk )A (cos(π/4)+jsin(π/4))()=r A sin(θk -π/4)ʈrA(θk -π/4)㊂(9)1.3㊀基于Q 次方的极性环基于Q 次方的极性环使得星座图收敛,简化了算法的时间,增加了可靠性,然而星座图收敛后,有些星座点的半径很小,受噪声影响严重,利用这些星座点进行判决,会降低算法的频偏恢复性能㊂DD 算法的实现框图如图5所示㊂㊃195㊃第61卷梅如如,胡婉如,王竹刚:一种改进载波相位恢复算法第5期图5㊀基于Q 次方的极性环实现框图从图5中可以看出,基于Q 次方的极性环实现时,首先对相偏补偿后的信号进行Q 次方运算和相位旋转,得到信号z (k )为z (k )=[q (k )]Q e j β㊂(10)式中:q (k )是相偏补偿后的信号,Q 为幂运算的阶数,β是相位旋转的角度㊂该算法对于不同调制信号的幂运算的阶数Q 和相位旋转的角度β有明确的规定㊂在QPSK 调制中,Q 为1,β为0;在8PSK 调制中,Q 为2,β为π/4;在16APSK 调制中,Q 为3,β为0;在32APSK 调制中,Q 为4,β为π/4㊂如图6所示,除QPSK 调制外,8PSK 调制㊁16APSK 调制和32APSK 调制经过Q 次方和相位旋转处理后星座图都有一定程度的收敛,转化为类QPSK 调制的星座图㊂图6㊀Q 次方和相位旋转处理前后信号星座图对比㊀㊀随后,对完成Q 次方运算和相位旋转的信号z (k )进行相偏检测,即取虚部检测,公式如下:ψ(k )=Im{z (k )[sign(Re{z (k )})-jsign(Im{z (k )})]}㊂(11)式中:sign()为符号函数㊂从式(11)中可以看出,该算法对信号进行相偏检测即为求信号z (k )与其所在象限的对角线上的星座点的相位差㊂1.4㊀QPD 算法DD 算法的估计精度高,但频偏捕获范围小;PD算法提高了频偏捕获范围,但不适用于QPSK㊁8PSK㊁16APSK 等幅调制信号;基于Q 次方的极性环对信号进行Q 次方运算和相位旋转后,内圆星座点的半径很小,受噪声影响严重,降低了算法的相偏恢复性能㊂因此,本文基于频偏捕获范围㊁估计精度和调制方式等方面考虑,提出QPD 算法㊂该算法首先对信号进行Q 次方运算和相位旋转,再进行功率判决,选取旋转后功率较大的信号进行极性判决,最后进行相偏计算㊂因此,该算法解决了PD 算法对QPSK㊁8PSK 等等幅信号的局限性,同时相比于基于Q 次方的极性环,提高了算法的抗噪性㊂QPD 算法的实现框图如图7所示㊂图7㊀QPD 算法实现框图从图7中可以看出,QPD 算法实现时,首先对相偏补偿后的信号q (k )进行Q 次方运算和相位旋转,得到信号z (k )为z (k )=[q (k )]Q e j β㊂(12)式中:Q 为幂运算的阶数,β是相位旋转的角度㊂随后,经过功率检测后筛选出外圆的点进行判决,假设判决出的点zᶄ(k )为p (k )的Q 次方运算和相位旋转β后的结果,可表示为zᶄ(k )=[p (k )]Q e j β㊂(13)假设q 点的极坐标形式为q (k )=r (cos θk +jsin θk )㊂(14)式中:r 是q 点的半径,θk 是q 点的相角㊂假设p 点的极坐标形式为p (k )=A (cos(θk ᶄ)+jsin(θk ᶄ))㊂(15)相偏检测采取虚部检测,其公式如下:φ(k )=Im z (k )zᶄ(k )()=Im q (k )p (k )()Q()㊂(16)式中:㊃295㊃ 电讯技术㊀㊀㊀㊀2021年Imq (k )p (k )()Q()=Imr (cos θk +jsin θk )A (cos θk ᶄ+jsin θkᶄ)()Q()=Im r Ae j(θk -θk ᶄ)()Q()=r A ()Qsin(Q (θk -θkᶄ))ʈr A ()QQ (θk -θkᶄ)㊂(17)由上式可知,相偏为极性判决后相偏的1/Q ,因此QPD 算法的相偏检测公式为ψ(k )=1Q Im z (k )zᶄ(k )()㊂(18)式中:Q 为幂运算的阶数㊂该载波相位恢复算法中,Q 次方和相位旋转的处理只是对信号的星座图做了收缩处理,该相位补偿环路中所能补偿的最大残留频偏主要由极性判决算法所决定㊂因此,该算法频偏捕获范围大,估计精度高,且适用于多种调制方式㊂2㊀载波恢复算法仿真与实现结果2.1㊀不同载波相位恢复算法性能分析为验证改进算法在数字通信系统的相偏补偿性能,对DD 算法㊁PD 算法㊁基于Q 次方的极性环和QPD 算法进行仿真㊂采用16APSK 调制方式,信道为典型高斯白噪声信道,符号速率为250MHz,初始相偏为5ʎ㊂在16dB 信噪比㊁30kHz 残余频偏下,对应无载波相位恢复和采取不同载波相位恢复算法的信号星座图如图8所示㊂图8㊀信号星座图㊀㊀从图8(a)中可以看出,发射信号在传输过程中受到了噪声㊁多普勒效应等诸多因素的干扰,产生了频率和相位偏移,使得其星座图不断旋转,且偏转一定的角度㊂从图8(b)~(e)可以看出,经过相位恢复后的信号补偿了频偏和相偏,星座图较为集中,效果远好于未采取相位恢复算法的信号㊂其中,QPD 算法同步后的信号星座图收敛情况最好,PD 算法和DD 算法收敛情况相近,基于Q 次方的极性环最差,仍存在相位偏移㊂为验证载波残余频偏对不同载波相位恢复算法性能的影响,基于前面的仿真条件,在不同载波频偏的情况下,仿真四种算法对16APSK 调制信号相偏的补偿效果,得到无载波相位恢复和不同载波相位恢复算法在不同频偏下的误码率曲线,如图9(a)所示㊂同时,为验证噪声对QPD 算法性能的影响,基于前面的仿真条件,在不同信噪比条件的情况下,仿㊃395㊃第61卷梅如如,胡婉如,王竹刚:一种改进载波相位恢复算法第5期真该算法对16APSK 调制信号相偏的补偿效果,得到误码率曲线如图9(b)所示㊂(a)输入信号载波频偏对不同算法误码率影响(b)输入信号信噪比对不同算法误码率影响图9㊀输入信号对不同算法误码率影响由图9(a)可知,加相位恢复算法误码率性能优于无相位恢复算法误码率性能,且在频偏小于20kHz 的情况下,基于Q 次方的极性环和DD 算法误码率性能略优于QPD 算法误码率性能;PD 算法误码率性能较差,并不适用于16APSK 调制㊂在频偏大于20kHz㊁小于80kHz 的情况下,QPD 算法误码率性能远优于其余算法误码率性能㊂当频偏大于80kHz 时,所有算法误码率都较大,均不适用㊂因此,QPD 算法可捕获的频偏范围最大,载波相位恢复效果最好㊂由图9(b)可知,在30kHz 频偏下,DD㊁PD㊁基于Q 次方的极性环这三种算法在不同信噪比下相位恢复效果均不理想㊂而对于QPD 算法,当信噪比小于14dB 时,载波相位恢复效果也不理想;但随着信噪比逐渐增大,QPD 算法相比于DD㊁PD 和基于Q 次方的极性环这三种算法性能有极大的改善,在信噪比为24dB 时,其他三种算法性能几乎没有大的改善,而QPD 算法误码率降低为0㊂由此可知,QPD 算法性能优于DD 算法㊁PD 算法和基于Q 次方的极性环㊂2.2㊀不同调制方式下QPD 算法性能分析为验证不同调制方式对QPD 算法性能的影响,基于前面的仿真条件,在信噪比为25dB 的情况下,仿真该算法对QPSK㊁8PSK㊁16APSK㊁32APSK 四种调制信号相偏的补偿效果,对应无载波相位恢复和采取QPD 算法的QPSK㊁8PSK㊁16APSK㊁32APSK 调制星座图,如图10所示㊂同时,在不同载波频偏的情况下,仿真QPD 算法对QPSK㊁8PSK㊁16APSK㊁32APSK 四种调制信号相偏的补偿效果,得到四种调制信号在不同频偏下的误码率曲线,如图11所示㊂图10㊀信号星座图㊃495㊃ 电讯技术㊀㊀㊀㊀2021年图11㊀QPD算法对四种调制信号相偏的补偿效果从图10中可以看出,在25dB信噪比㊁30kHz 频偏下,QPD算法恢复后的QPSK㊁8PSK㊁16APSK 和32APSK调制信号星座图收敛情况均很好,可以很好地补偿QPSK㊁8PSK㊁16APSK和32APSK调制的相偏㊂由图11可知,在25dB信噪比下,对于QPSK㊁8PSK㊁16APSK调制,QPD算法在1~100kHz频偏下的误码率均为0,相偏补偿效果非常好;对于32PSK调制,QPD算法在1~100kHz频偏下的误码率约为0.0003,相偏补偿效果较好㊂因此,QPD算法适用于QPSK㊁8PSK㊁16APSK和32APSK调制㊂2.3㊀QPD载波相位恢复模块实现在QPSK㊁8PSK㊁16APSK和32APSK调制下的QPD载波相位恢复算法实现的资源消耗情况㊁吞吐率情况如表1所示㊂表1㊀不同调制方式下QPD算法的资源消耗和吞吐率调制方式BRAM DSP LUT Registers吞吐率/MHz QPSK7.56744926377.5 8PSK7.5148151003275.25 16APSK7.514948119373.83 32APSK7.5188511035377.5由表1可知,在QPSK㊁8PSK㊁16APSK㊁32APSK 调制下,QPD算法的资源消耗均在可接受范围内,可在符号速率为250MHz的条件下工作㊂3㊀结束语由于载波频率恢复后的信号仍存在剩余频偏和剩余相偏,一般需要进行载波相位恢复㊂为解决现有NDA载波相位恢复算法存在捕获范围小㊁抗噪性能差㊁不适合等幅调制方式等方面的局限性,本文提出了一种基于Q次方的极性环与PD算法相结合的载波相位恢复算法㊂该算法相比于基于Q次方的极性环,提高了频偏捕获范围和抗噪性;相比于PD 算法,可适用于QPSK㊁8PSK㊁16APSK等等幅调制方式;相比于DD算法,提高了频偏捕获范围㊂分析不同调制方式下的资源消耗和吞吐率可知,QPD算法具有资源消耗较少㊁吞吐率较高的特点㊂接下来将进一步提高该算法实现的吞吐率,降低该算法实现的资源消耗㊂参考文献:[1]㊀吴凤辉.高阶QAM解调中的同步算法研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学,2016.[2]㊀胡景明,郭道省,王辉.高阶调制APSK信号载波同步算法研究[J].计算机科学,2013,40(S1):239-242.[3]㊀刘洋.基于前向结构的高动态突发信号载波同步算法[J].电讯技术,2017,57(5):580-585. [4]㊀沈宙,马忠松.高速卫星通信中全数字载波同步算法的研究[J].国外电子测量技术,2014,33(4):36-39.[5]㊀姜波,王世练,温东.高速率8PSK信号的载波同步及实现[J].电路与系统学报,2009,14(4):21-26.[6]㊀梅凡.卫星数传系统中16APSK调制解调技术研究[D].北京:中国科学院国家空间科学中心,2016.[7]㊀阮奇.数字通信系统中的同步技术研究[D].西安:西安电子科技大学,2019.[8]㊀韩立峰,尚耀波,张东伟.一种新的CPM信号载波同步算法[J].空军工程大学学报(自然科学版),2018,19(1):48-53.[9]㊀沈丽丽.数字通信系统中的载波恢复技术[D].西安:西安电子科技大学,2004.[10]㊀孙袁博.面向DVB-S2系统的同步技术研究[D].西安:西安电子科技大学,2018.[11]㊀朱诗兵,徐华正,李长青.一种16APSK信号的载波恢复方案设计[J].兵器装备工程学报,2016,37(9):75-78. [12]㊀李杰.无线通信中的高阶QAM实现技术研究[D].成都:电子科技大学,2016.作者简介:梅如如㊀女,1998年生于安徽蚌埠,博士研究生,主要研究方向为卫星通信测控㊂胡婉如㊀女,1992年生于湖北鄂州,博士研究生,主要研究方向为卫星通信测控㊂王竹刚㊀男,1974年生于辽宁沈阳,博士,研究员,主要研究方向为星地通信链路技术㊂㊃595㊃第61卷梅如如,胡婉如,王竹刚:一种改进载波相位恢复算法第5期。
一种新颖的卫星通信数字载波恢复技术
一种新颖的卫星通信数字载波恢复技术
张衡阳;黄国策;吴勇
【期刊名称】《无线电工程》
【年(卷),期】2004(034)003
【摘要】载波恢复技术是相干解调接收机种新颖的数字载波恢复技术,并给出了在多载波跳频TDMA卫星通信系统中的一个实现方案.
【总页数】3页(P48-50)
【作者】张衡阳;黄国策;吴勇
【作者单位】空军工程大学电讯工程学院;空军工程大学电讯工程学院;空军工程大学电讯工程学院
【正文语种】中文
【中图分类】TN92
【相关文献】
1.用于卫星通信数字调制分类的一种新颖的支持向量机模糊网络 [J], 吴丹;顾学迈;郭庆
2.一种用于补偿卫星通信信道记忆非线性的数字基带预失真技术 [J], 谭水;王光明;梁建刚
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4.数字中继卫星通信系统中的载波恢复技术 [J], 张润峰;张尔扬;徐先超
5.一种数字变频技术在卫星通信系统中的设计应用 [J], 刘港;赵勇;曾祥来
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双导频载波恢复算法设计
双导频载波恢复算法设计
董佩;陈伟;龙必起
【期刊名称】《电视技术》
【年(卷),期】2008(32)3
【摘要】针对国家地面数字电视标准GB 20600-2006,提出一种可应用于单载波模式的双导频载波恢复算法.该算法充分利用了单载波模式下双导频的特点,通过两个独立的锁频锁相环分别完成频偏估计,并采用环路加权求和的方式对抗多径干扰所导致的导频衰落.仿真证明,算法在多径信道条件下具有较好的性能.
【总页数】3页(P11-12,75)
【作者】董佩;陈伟;龙必起
【作者单位】武汉理工大学,信息工程学院,湖北,武汉,430070;武汉理工大学,信息工程学院,湖北,武汉,430070;上海明渡通信技术有限公司,上海,201203
【正文语种】中文
【中图分类】TN911.8
【相关文献】
1.基于双导频信号外调制射频光传输技术的研究 [J], 陈学永;马贵斌;左朋莎;乔东旭
2.双选择衰落信道下OFDM系统基于梳状导频的变换域频率分集式信道估计 [J], 刘留;陶成;邱佳慧
3.多中继无线协作网络基于双块导频的信道估计 [J], 刘亚楠;王丹;杨松领;李丹丹
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5.双导频系统中高导频的不稳定性对5F30P型干线放大器性能的影响 [J], 陈雷因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。
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，相关
T，发送端
轭，则接收端收到的同步帧头信号可表
信号与本地PN序列滑动相关输出为：
当滑至两个PN序列对齐时，相
关峰模值为：
式（2）中A为
给出了对应不同的归一化频偏
可以看出，载
会使相关峰模值产生衰减。
在频偏比较大时，相关峰模值急剧下
图1 载波频偏对相关模值的影响
其中，L为595。
根据最大似然准则，当达到最大值时，
此时对式（3）取相角，就可以得到粗频偏估计的最大似然估计值为：
式中：arg()为取相角运算，
单倍符号速率。
调整后的剩余频偏将
，
上的频偏值，由式（3）我们可以很容易的知道，此时接收信号与本地
（5）
由式（5）可知，当
有最大值，所以估计的大频。
对于DTMB单载波
取
进行粗扫频，然后再以频偏差，需要在采样恢复之后再利用的时域循环特性进行细频偏估计，
式中，A为采样恢复
两帧帧头相关模值的
应该落入图3中组2，因此，第一轮的粗扫频后，得到的相关峰模值如图5（a）所示，接下来进行第二轮粗扫频，再根据表1和图3，确定-100kHz 离组2中的代号为“-6”的频点更近，此时的相关峰模值如图5（b）所示，此时可得粗扫频的结果为-103680Hz。
细扫频：根据表1和图4，-103680Hz 应该落入图4中组2，因此，第一轮的细扫频后，得到的相关峰模值如图5（c）所示，接下来进行第二轮细扫频，再根据表1和图4，确定-103680Hz 离组2中的代号为“2”的频点更近，此时的相关峰模值如图5（d）所示。
因此，由表1可知经过变步长扫频后估计出的扫频频偏
（没有包括频偏粗估计部分）。
由上可知，频点的分组决定了扫频的次数，因此，如何分组就显得尤为重要。
频点分组的划分要让每组的频点数都为奇数且不少于3，显然小于3是没有意义的，这样做的目的是为了更好地选择每组的中间频点。
由表1可知，粗扫频频点一共有23个，按照上面所分析的原则，粗扫频频点可以有两种分组情况，一种是（9，9，5），也就是分为3组，一组有5个频点，另外两组有9个频点，这样分组最多需要扫频
图5 粗、细扫频过程
表2 各种载波估计算法比较
载波算法最多扫频次数纠偏范围
不变步长扫频231次[-200kHz，200kHz]
变步长扫频44次[-200kHz，200kHz]
本文算法20次[-200kHz，200kHz]图6 系统频偏估计均方误差图7 系统残余频偏
《有线电视技术》 2016年第4期 总第316期。