DC-DC_升压稳压变换器设计
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TL494 内部包含两个误差放大器，若两个误差放大器的反相输入 端 2、15 脚的参考电位一定，当它们的同相输入端电位升高时，输出 脉冲的宽度变窄；反之脉冲宽度变宽。所以一般将两个误差放大器的 同相和反相输入端分别接到基准信号和反馈信号，使系统完成闭环控 制，实现控制对象的稳定。在实际使用中，常利用 TL494 内部基准 电源向外提供+5V 基准参考电压，再通过电阻分压网络给误差放大器 提供基准电位。
CT 两端形成的是锯齿波，该锯齿波同时加给死区时间控制比较器和 PWM 比较器，死区时间控制比较器根据 4 脚所设置的电压大小输出 脉冲的死区宽度，利用该脚可以设计电源的软启动电路、欠压或过压 电路等。输出调制脉冲宽度是由电容 CT 端的正向锯齿波和 3、4 脚输 入的两个控制信号综合比较后确定的。当外接控制信号电压大于 5 脚 电压时，9、10 脚输出脉冲为低电平（设 9、10 脚为跟随器输出接法）， 所以随着输入控制信号幅值的增加，TL494 输出脉冲占空比减小。13 脚为输出脉冲模式控制端，当该端为高电平时，两路脉冲输出分别有 触发器的 Q 和 Q 端控制，两路信号输出互补，即推挽输出，此时 PWM 脉冲输出频率为振荡器频率的一半，最大占空比为 48%。若 13 脚接 地，触发器控制不起作用，两路输出脉冲相同，其频率与振荡器频率 相同，最大占空比为 96%，为了增大驱动电流的能力，一般使用时可 将两路并联输出。
过流保护电路可以利用 TL494 内部另一误差放大器实现。图中电 流取样电阻选择 1Ω/2W 的精密电阻，两端并联一高频滤波电容，误 差放大器的反相端（15 脚）接电压等于 2.2V 的基准电压，电流取样 电阻上的电压输入误差放大器的同相输入端（16 脚），当电流大于 1.2A 时，16 脚电压大于 15 脚电压，误差放大器输出增大，TL494 输 出脉冲宽度变窄，输出电压减小，则起到限流作用。
U
2 I
(U
0
−UI
)
1.4
f
⋅
U
2 0
⋅
I0
，在开关频率选择
50kHz
和给
定的条件及要求下，计算电感量为 42μH，实际选择 100μH/2A 的 电感。电感可以买成品也可自己绕制。
（3） 开关管的选择 开关管 VT 在电路中承受的最大电压是 U0，考虑到输入电压波动 和电感的反峰尖刺电压的影响，所以开关管的最大电压应满足＞ 1.1×1.2U0。实际在选定开关管时，管子的最大允许工作电压值还 应留有充分的余地，一般选择（2~3）1.1×1.2U0。开关管的最大 允许工作电流，一般选择（2~3）II。开关管的选择，主要考虑开 关管驱动电路要简单、开关频率要高、导通电阻要小等。本设计 选择 N 沟道功率场效应管 IRF3205，该器件的 VDSM=55V，导通电 阻仅为 8mΩ，IDM=110A，完全满足设计要求。 （4） 续流二极管的选择 在电路中二极管最大反向电压为 U0，流过的电流是输入电流 II， 所以在选择二极管时，管子的额定电压和额定电流都要留有充分 大的余地。另外选择续流二极管时还要求导通电阻要小，开关频 率要高，一般要选用肖特基二极管和快恢复二极管。本设计选用 MBR10100CT，其最大方向工作电压为 100V，最大正向工作电流 为 10A，完全满足设计要求。 2、DC-DC 变换器控制电路设计 DC-DC 变换器控制电路选用集成 PWM 控制器 TL494 构成，调制 脉冲的频率选择 50kHz，选择振荡电容 CT 为 1000pF，电阻 RT 为 22kΩ
（1） 输出滤波电容的选择
假如输出滤波电容 C 必须在 VT 导通的 TON 期间供给全部负载电
流，设在 TON 期间 C 上的电压降≤△U0，△U0 为要求的纹波电压。
则C
≥
I0
TON ∆U 0
，又因为 TON
=
U0 −UI U0
T
，所以
C ≥ I 0 (U 0 − U I ) ，选择开
f ⋅U 0 ⋅ ∆U 0
图 1（a）是升压式 DC-DC 变换器的主电路，它主要由功率开关 管 VT、储能电感 L、滤波电容 C 和续流二极管 VD 组成。电路的工
作原理是：当控制信号 Vi 为高电平时，开关管 VT 导通，能量从输入 电源流入，储存于电感 L 中，由于 VT 导通时其饱和压降很小，所以 二极管 D 反偏而截止，此时存储在滤波电容 C 中的能量释放给负载。 当控制信号 Vi 为低电平时，开关管 VT 截止，由于电感 L 中的电流不 能突变，它所产生的感应电势将阻止电流的减小，感应电势的极性是 左负右正，使二极管 D 导通，此时存储在电感 L 中的能量经二极管 D 对滤波电容 C 充电，同时提供给负载。电路各点的工作波形如图 1 （b）。
期间的减量，即
UI L
⋅ TON
= U0
−UI L
⋅ TOFF
，所以：
U0
T =
TOFF
⋅U I
T =
T − TON
⋅UI
=
1
1 −
q
⋅U
I
，其中
q
=
TON T
。可见改变占空比大
小，就可以获得所需要的电压值，由于占空比总是小于 1，所以输出
电压总是大于输入电压。
3、DC-DC 变换器稳压原理 通过输出电压的关系式可以看出，在输入电压或负载变化，要保
L
电感的峰值电流不大于其最大平均电流的 20%，以免使电感饱和；同 时流过电感中的电流最小值也应大于或等于零。实际设计时，选择电
感电流的增量
∆I = U I TON L
≤ 1.4I I
，所以
L ≥ U I TON 1.4I I
≥ U I (U 0 − U I )
1.4 U 0 I0 UI
⋅
f
⋅U0
≥
关频率等于 50KHz，在本设计给定的条件及要求下，计算输出滤波电
容的值为：10μF，实际选择 100μF/50V 的电容。
（2） 储能电感的选择
根据电路的工作波形，电感电流包括直流平均值和纹波分量两部
分。假若忽略电路的内部损耗，则变换器的输出能量和变换器的
输入能量相等，即U I I I
= U0I0 ，所以 I I
4、集成脉宽调制控制器 TL494 介绍
TL494 集成电路内部电路如图 3 所示，它由振荡器、D 触发器、
死区时间比较器、PWM 比较器、两个误差放大器、5V 基准电压源和
两个驱动三极管等组成。当 TL494 正常工作时，输出脉冲的频率取
决于 5 脚和 6 脚所接的电容和电阻，表达式为 f ≈ 1.1 RT CT ，在电容
iL
iD
id
UI
TON TOFF
iL
I LP
I LV
id
I LP
I LV
iD
I LP
I LV
图 1 DC-DC 升压式变换器电路及工作波 形 2、DC-DC 升压变换器输入、输出电压的关系
假定储能电感 L 充电回路的电阻很小，即时间常数很大，当开关 管 VT 导通时，忽略管子的导通压降，通过电感 L 的电流近似是线性
图 3 TL494 集成脉宽控制器内部电路
图
TL494 的推荐工作条件见表 1。
项目名称
表 1 TL494 推荐工作条件
最小值
典型 值
最大值
电源电压
7.0
15
40
集电极输出电压
—
30
40
集电极输出电流（每只 晶体管）
—
—
200
放大器输入电压 进入反馈断电流 基准源输出电流 定时电阻 定时电容
-0.3 — —
证输出电压保持稳定时，可以采用两种方案。第一可以维持开关管的 截止时间 TOFF 不变，通过改变脉冲的频率 f 来维持输出电压 U0 的稳 定，这便是脉冲频率调制（PFM）控制方式 DC-DC 变换器；第二可
以保持脉冲的周期 T 不变，通过改变开关管的导通时间 TON，即脉冲 的占空比 q，以实现输出电压的稳定，这就是脉宽调制（PWM）控制
1.8 0.00047
— — —
30 0.001
UCC-2.0 0.3 10 500 10
振荡频率
1.0
40
300
单位
V V
mA
V mA mA kΩ μF kHz
三、 主要单元电路设计 1、DC-DC 升压变换器主回路设计
该升压电路结构选择图 1 所示的电路。该变换电路设计主要是确定
关键元件：输出滤波电容 C、电感 L、开关管 VT 和二极管 D。
增加的。即：iL
=
I LV
+ UI L
⋅ t ，其中
ILV 是流过储能电感电流的最小值。
在开关管
VT
导通结束时，流过电感
L
的电流为： I LP
=
I LV
+ UI L
⋅ TON ，
iL
的增量为 U I
L
⋅ TON
。在开关管
VT
关断时，续流二极管
D
导通，储能
电感
L
两端的电压为 uL
=U0
−UI
=
L diL dt
I0=1A 条件下）。 7、 要求该变换器具有过流保护功能，动作电流 I0(th)设定在 1.2A。
二、 设计方案分析 1、DC-DC 升压变换器的工作原理
DC-DC 功率变换器的种类很多。按照输入/输出电路是否隔离来 分，可分为非隔离型和隔离型两大类。非隔离型的 DC-DC 变换器又 可分为降压式、升压式、极性反转式等几种；隔离型的 DC-DC 变换 器又可分为单端正激式、单端反激式、双端半桥、双端全桥等几种。 下面主要讨论非隔离型升压式 DC-DC 变换器的工作原理。
UI
图 4 DC-DC 升压稳压电路
四、系统安装与调试 1、首先将由 TL494 组成的控制电路按图 4 在面包板上插接或在实验 板上焊接起来（此时主回路先不接入）。 2、检查无误后，假如+12V 电源。1 脚和 16 脚通过电阻接地，用示 波器观察 9、10 脚连接点的输出脉冲的波形，由于反馈信号没有引入， 此时输出脉冲信号的脉宽最大；测量脉冲信号的频率是否为 50kHz； 同时调节电位器 RP2，使 15 脚电位等于 2.2V。 3、上述控制电路调试正确后，将 DC-DC 升压变换器主回路接入，在 负载 RL 情况下，接通输入 12V 直流电源，调节电位器 RP1，使输出 电压 U0 等于 24V。 4、将电阻为 50Ω/100W 的可变电阻接入到变换器的输出端，调节电 阻大小，使输出电流大小等于 1A，然后分别对变换器的性能指标进 行测试。 5、过流保护测试。当逐渐增大输出电流时，用示波器观察 PWM 控 制器输出脉冲的变化情况，同时测量输出电压的变化。
=
I0
U0 UI
T = I 0 TOFF
= I LV ，即从
电源取出的平均电流也就是流入电感的平均电流。
电感电流的纹波分量是三角波，在 TON 期间，电流的增量为
+ ∆I = U I TON L
；在
TOFF
期间，电流将下降，其减少量为
− ∆I = (U 0 − U I )TOFF ；在稳态下， + ∆I = −∆I 。在选择△I 时，一般要求
即可满足要求。脉冲采用单端输出方式，将 13 脚接地，为了提高驱 动能力，从内部三极管的集电极输出，并将两路并联，即将 8、11 脚 并联接电源（即输入电压 UI），9、10 脚并联，该端即为脉冲输出端。 为了保证输出电压 U0 稳定，要引入负反馈，即通过取样电阻 R1、R2、 RP1 将输出电压反馈到 TL494 内部误差放大器的同相输入端（1 脚）， 误差放大器的反相输入端（2 脚）接一参考电压，图中由电阻 R3、R4、 RP2 组成；当输出电压增高时，反馈信号和参考电压比较后，误差放 大器的输出增大，结果使输出脉冲的宽度变窄，开关管的导通时间变 短，输出电压将保持稳定。图中连接在误差放大器 2 脚和 3 脚之间的 电阻和电容是构成 PID 调节器，目的是改善系统的动态特性。在给定 参数下，调节 RP2 使 15 脚电位等于 2.2V，然后调节 RP1 即可调节输出 电压值。
器输出脉冲占空比 q 的变化（减小），结果可使输出电压保持稳定。
反之，当输入电压减小时，PWM 控制器输出脉冲占空比 q 也自动变
化（增大），输出电压仍能稳定。
iL L
+ U I Vi
_
iD D
id
C VT
+
R1
U0Βιβλιοθήκη Baidu
取样
RL
_ R2
脉宽调制 控制电路
比较 放大
参考 电压
图 2 DC-DC 升压稳压电路的组成
DC-DC 升压稳压变换器设计
一、 设计任务：设计一个将 12V 升高到 24V 的 DC-DC 变换器。在 电阻负载下，要求如下：
1、 输出电压 U0=24V。 2、 最大输出电流 I0max=1A。 3、 当输入 UI=11~13V 变化时，电压调整率 SV≤2%（在 I0=1A 时）。 4、 当 I0 从 0 变化到 1A 时，负载调整率 SI≤5%（在 UI=12V 时）。 5、 要求该变换器的在满载时的效率η≥70%。 6、 输出噪声纹波电压峰-峰值 U0PP≤1V（在 UI=12V，U0=24V，
方式 DC-DC 变换器。由于目前已经有各种型号的集成 PWM 控制器，
所以 DC-DC 变换器普遍采用 PWM 控制方式。
图 2 是 DC-DC 升压稳压变换器的原理图，它主要有取样电路、比
较放大、PWM 控制器和 DC-DC 升压变换器组成。其稳压原理是，
假如输入电压 UI 增大，则通过取样电阻将输出电压的变化（增大） 采样，和基准电压相比较通过比较放大器输出信号去控制 PWM 控制
，所以流过储能电感
L
的电流
为： iL
=
I LP
− U0
−UI L
⋅t
，当开关管
VT
截止结束时，流过电感
L
的电
流为： iL
= I LV
= I LP
− U0
−UI L
⋅ TOFF
，iL
的减少量为 U0
−UI L
⋅ TOFF
。在电
路进入稳态后，
储能电感 L 中的电流在开关管导通期间的增量应等于在开关管截止
CT 两端形成的是锯齿波，该锯齿波同时加给死区时间控制比较器和 PWM 比较器，死区时间控制比较器根据 4 脚所设置的电压大小输出 脉冲的死区宽度，利用该脚可以设计电源的软启动电路、欠压或过压 电路等。输出调制脉冲宽度是由电容 CT 端的正向锯齿波和 3、4 脚输 入的两个控制信号综合比较后确定的。当外接控制信号电压大于 5 脚 电压时，9、10 脚输出脉冲为低电平（设 9、10 脚为跟随器输出接法）， 所以随着输入控制信号幅值的增加，TL494 输出脉冲占空比减小。13 脚为输出脉冲模式控制端，当该端为高电平时，两路脉冲输出分别有 触发器的 Q 和 Q 端控制，两路信号输出互补，即推挽输出，此时 PWM 脉冲输出频率为振荡器频率的一半，最大占空比为 48%。若 13 脚接 地，触发器控制不起作用，两路输出脉冲相同，其频率与振荡器频率 相同，最大占空比为 96%，为了增大驱动电流的能力，一般使用时可 将两路并联输出。
过流保护电路可以利用 TL494 内部另一误差放大器实现。图中电 流取样电阻选择 1Ω/2W 的精密电阻，两端并联一高频滤波电容，误 差放大器的反相端（15 脚）接电压等于 2.2V 的基准电压，电流取样 电阻上的电压输入误差放大器的同相输入端（16 脚），当电流大于 1.2A 时，16 脚电压大于 15 脚电压，误差放大器输出增大，TL494 输 出脉冲宽度变窄，输出电压减小，则起到限流作用。
U
2 I
(U
0
−UI
)
1.4
f
⋅
U
2 0
⋅
I0
，在开关频率选择
50kHz
和给
定的条件及要求下，计算电感量为 42μH，实际选择 100μH/2A 的 电感。电感可以买成品也可自己绕制。
（3） 开关管的选择 开关管 VT 在电路中承受的最大电压是 U0，考虑到输入电压波动 和电感的反峰尖刺电压的影响，所以开关管的最大电压应满足＞ 1.1×1.2U0。实际在选定开关管时，管子的最大允许工作电压值还 应留有充分的余地，一般选择（2~3）1.1×1.2U0。开关管的最大 允许工作电流，一般选择（2~3）II。开关管的选择，主要考虑开 关管驱动电路要简单、开关频率要高、导通电阻要小等。本设计 选择 N 沟道功率场效应管 IRF3205，该器件的 VDSM=55V，导通电 阻仅为 8mΩ，IDM=110A，完全满足设计要求。 （4） 续流二极管的选择 在电路中二极管最大反向电压为 U0，流过的电流是输入电流 II， 所以在选择二极管时，管子的额定电压和额定电流都要留有充分 大的余地。另外选择续流二极管时还要求导通电阻要小，开关频 率要高，一般要选用肖特基二极管和快恢复二极管。本设计选用 MBR10100CT，其最大方向工作电压为 100V，最大正向工作电流 为 10A，完全满足设计要求。 2、DC-DC 变换器控制电路设计 DC-DC 变换器控制电路选用集成 PWM 控制器 TL494 构成，调制 脉冲的频率选择 50kHz，选择振荡电容 CT 为 1000pF，电阻 RT 为 22kΩ
（1） 输出滤波电容的选择
假如输出滤波电容 C 必须在 VT 导通的 TON 期间供给全部负载电
流，设在 TON 期间 C 上的电压降≤△U0，△U0 为要求的纹波电压。
则C
≥
I0
TON ∆U 0
，又因为 TON
=
U0 −UI U0
T
，所以
C ≥ I 0 (U 0 − U I ) ，选择开
f ⋅U 0 ⋅ ∆U 0
图 1（a）是升压式 DC-DC 变换器的主电路，它主要由功率开关 管 VT、储能电感 L、滤波电容 C 和续流二极管 VD 组成。电路的工
作原理是：当控制信号 Vi 为高电平时，开关管 VT 导通，能量从输入 电源流入，储存于电感 L 中，由于 VT 导通时其饱和压降很小，所以 二极管 D 反偏而截止，此时存储在滤波电容 C 中的能量释放给负载。 当控制信号 Vi 为低电平时，开关管 VT 截止，由于电感 L 中的电流不 能突变，它所产生的感应电势将阻止电流的减小，感应电势的极性是 左负右正，使二极管 D 导通，此时存储在电感 L 中的能量经二极管 D 对滤波电容 C 充电，同时提供给负载。电路各点的工作波形如图 1 （b）。
期间的减量，即
UI L
⋅ TON
= U0
−UI L
⋅ TOFF
，所以：
U0
T =
TOFF
⋅U I
T =
T − TON
⋅UI
=
1
1 −
q
⋅U
I
，其中
q
=
TON T
。可见改变占空比大
小，就可以获得所需要的电压值，由于占空比总是小于 1，所以输出
电压总是大于输入电压。
3、DC-DC 变换器稳压原理 通过输出电压的关系式可以看出，在输入电压或负载变化，要保
L
电感的峰值电流不大于其最大平均电流的 20%，以免使电感饱和；同 时流过电感中的电流最小值也应大于或等于零。实际设计时，选择电
感电流的增量
∆I = U I TON L
≤ 1.4I I
，所以
L ≥ U I TON 1.4I I
≥ U I (U 0 − U I )
1.4 U 0 I0 UI
⋅
f
⋅U0
≥
关频率等于 50KHz，在本设计给定的条件及要求下，计算输出滤波电
容的值为：10μF，实际选择 100μF/50V 的电容。
（2） 储能电感的选择
根据电路的工作波形，电感电流包括直流平均值和纹波分量两部
分。假若忽略电路的内部损耗，则变换器的输出能量和变换器的
输入能量相等，即U I I I
= U0I0 ，所以 I I
4、集成脉宽调制控制器 TL494 介绍
TL494 集成电路内部电路如图 3 所示，它由振荡器、D 触发器、
死区时间比较器、PWM 比较器、两个误差放大器、5V 基准电压源和
两个驱动三极管等组成。当 TL494 正常工作时，输出脉冲的频率取
决于 5 脚和 6 脚所接的电容和电阻，表达式为 f ≈ 1.1 RT CT ，在电容
iL
iD
id
UI
TON TOFF
iL
I LP
I LV
id
I LP
I LV
iD
I LP
I LV
图 1 DC-DC 升压式变换器电路及工作波 形 2、DC-DC 升压变换器输入、输出电压的关系
假定储能电感 L 充电回路的电阻很小，即时间常数很大，当开关 管 VT 导通时，忽略管子的导通压降，通过电感 L 的电流近似是线性
图 3 TL494 集成脉宽控制器内部电路
图
TL494 的推荐工作条件见表 1。
项目名称
表 1 TL494 推荐工作条件
最小值
典型 值
最大值
电源电压
7.0
15
40
集电极输出电压
—
30
40
集电极输出电流（每只 晶体管）
—
—
200
放大器输入电压 进入反馈断电流 基准源输出电流 定时电阻 定时电容
-0.3 — —
证输出电压保持稳定时，可以采用两种方案。第一可以维持开关管的 截止时间 TOFF 不变，通过改变脉冲的频率 f 来维持输出电压 U0 的稳 定，这便是脉冲频率调制（PFM）控制方式 DC-DC 变换器；第二可
以保持脉冲的周期 T 不变，通过改变开关管的导通时间 TON，即脉冲 的占空比 q，以实现输出电压的稳定，这就是脉宽调制（PWM）控制
1.8 0.00047
— — —
30 0.001
UCC-2.0 0.3 10 500 10
振荡频率
1.0
40
300
单位
V V
mA
V mA mA kΩ μF kHz
三、 主要单元电路设计 1、DC-DC 升压变换器主回路设计
该升压电路结构选择图 1 所示的电路。该变换电路设计主要是确定
关键元件：输出滤波电容 C、电感 L、开关管 VT 和二极管 D。
增加的。即：iL
=
I LV
+ UI L
⋅ t ，其中
ILV 是流过储能电感电流的最小值。
在开关管
VT
导通结束时，流过电感
L
的电流为： I LP
=
I LV
+ UI L
⋅ TON ，
iL
的增量为 U I
L
⋅ TON
。在开关管
VT
关断时，续流二极管
D
导通，储能
电感
L
两端的电压为 uL
=U0
−UI
=
L diL dt
I0=1A 条件下）。 7、 要求该变换器具有过流保护功能，动作电流 I0(th)设定在 1.2A。
二、 设计方案分析 1、DC-DC 升压变换器的工作原理
DC-DC 功率变换器的种类很多。按照输入/输出电路是否隔离来 分，可分为非隔离型和隔离型两大类。非隔离型的 DC-DC 变换器又 可分为降压式、升压式、极性反转式等几种；隔离型的 DC-DC 变换 器又可分为单端正激式、单端反激式、双端半桥、双端全桥等几种。 下面主要讨论非隔离型升压式 DC-DC 变换器的工作原理。
UI
图 4 DC-DC 升压稳压电路
四、系统安装与调试 1、首先将由 TL494 组成的控制电路按图 4 在面包板上插接或在实验 板上焊接起来（此时主回路先不接入）。 2、检查无误后，假如+12V 电源。1 脚和 16 脚通过电阻接地，用示 波器观察 9、10 脚连接点的输出脉冲的波形，由于反馈信号没有引入， 此时输出脉冲信号的脉宽最大；测量脉冲信号的频率是否为 50kHz； 同时调节电位器 RP2，使 15 脚电位等于 2.2V。 3、上述控制电路调试正确后，将 DC-DC 升压变换器主回路接入，在 负载 RL 情况下，接通输入 12V 直流电源，调节电位器 RP1，使输出 电压 U0 等于 24V。 4、将电阻为 50Ω/100W 的可变电阻接入到变换器的输出端，调节电 阻大小，使输出电流大小等于 1A，然后分别对变换器的性能指标进 行测试。 5、过流保护测试。当逐渐增大输出电流时，用示波器观察 PWM 控 制器输出脉冲的变化情况，同时测量输出电压的变化。
=
I0
U0 UI
T = I 0 TOFF
= I LV ，即从
电源取出的平均电流也就是流入电感的平均电流。
电感电流的纹波分量是三角波，在 TON 期间，电流的增量为
+ ∆I = U I TON L
；在
TOFF
期间，电流将下降，其减少量为
− ∆I = (U 0 − U I )TOFF ；在稳态下， + ∆I = −∆I 。在选择△I 时，一般要求
即可满足要求。脉冲采用单端输出方式，将 13 脚接地，为了提高驱 动能力，从内部三极管的集电极输出，并将两路并联，即将 8、11 脚 并联接电源（即输入电压 UI），9、10 脚并联，该端即为脉冲输出端。 为了保证输出电压 U0 稳定，要引入负反馈，即通过取样电阻 R1、R2、 RP1 将输出电压反馈到 TL494 内部误差放大器的同相输入端（1 脚）， 误差放大器的反相输入端（2 脚）接一参考电压，图中由电阻 R3、R4、 RP2 组成；当输出电压增高时，反馈信号和参考电压比较后，误差放 大器的输出增大，结果使输出脉冲的宽度变窄，开关管的导通时间变 短，输出电压将保持稳定。图中连接在误差放大器 2 脚和 3 脚之间的 电阻和电容是构成 PID 调节器，目的是改善系统的动态特性。在给定 参数下，调节 RP2 使 15 脚电位等于 2.2V，然后调节 RP1 即可调节输出 电压值。
器输出脉冲占空比 q 的变化（减小），结果可使输出电压保持稳定。
反之，当输入电压减小时，PWM 控制器输出脉冲占空比 q 也自动变
化（增大），输出电压仍能稳定。
iL L
+ U I Vi
_
iD D
id
C VT
+
R1
U0Βιβλιοθήκη Baidu
取样
RL
_ R2
脉宽调制 控制电路
比较 放大
参考 电压
图 2 DC-DC 升压稳压电路的组成
DC-DC 升压稳压变换器设计
一、 设计任务：设计一个将 12V 升高到 24V 的 DC-DC 变换器。在 电阻负载下，要求如下：
1、 输出电压 U0=24V。 2、 最大输出电流 I0max=1A。 3、 当输入 UI=11~13V 变化时，电压调整率 SV≤2%（在 I0=1A 时）。 4、 当 I0 从 0 变化到 1A 时，负载调整率 SI≤5%（在 UI=12V 时）。 5、 要求该变换器的在满载时的效率η≥70%。 6、 输出噪声纹波电压峰-峰值 U0PP≤1V（在 UI=12V，U0=24V，
方式 DC-DC 变换器。由于目前已经有各种型号的集成 PWM 控制器，
所以 DC-DC 变换器普遍采用 PWM 控制方式。
图 2 是 DC-DC 升压稳压变换器的原理图，它主要有取样电路、比
较放大、PWM 控制器和 DC-DC 升压变换器组成。其稳压原理是，
假如输入电压 UI 增大，则通过取样电阻将输出电压的变化（增大） 采样，和基准电压相比较通过比较放大器输出信号去控制 PWM 控制
，所以流过储能电感
L
的电流
为： iL
=
I LP
− U0
−UI L
⋅t
，当开关管
VT
截止结束时，流过电感
L
的电
流为： iL
= I LV
= I LP
− U0
−UI L
⋅ TOFF
，iL
的减少量为 U0
−UI L
⋅ TOFF
。在电
路进入稳态后，
储能电感 L 中的电流在开关管导通期间的增量应等于在开关管截止