基于MATLAB的脉宽调制(PWM,SPWM,SVPWM)

第1章绪论
1.1 脉宽调制技术的研究背景——电气传动的发展
随着电力电子技术、微处理器技术的发展以及材料技术尤其是永磁材料技术的进步，电气传动系统，包括交、直流电动机调速及伺服系统，正在向系统高性能、控制数字化、一体化机电的方向发展。

直流传动系统控制简单、调速特性好，一直是调速传动领域中的重要组成部分。

现代的直流传动系统的发展方向是电动机主极永磁化及换向无刷化，而无刷直流电动机正是在这样的趋势下所发展起来的机电一体化电动机系统。

一般意义上的无刷直流电动机(Bruhless DC Motor,BLDCM)是指方波无刷直流电动机，其特征是只需简单的开关位置信号即可通过逆变桥驱动永磁电动机工作。

1975年无刷直流电动机首次出现在NASA报告中。

之后，由于高性能、低成本的第三代永磁材料的出现，以及大功率、全控型功率器件的出现，使无刷直流电动机系统获得了迅速的发展。

1977年，出现了采用钐钻永磁材料的无刷直流电动机。

之后不久，无刷直流电动机系统开始广泛采用高磁能积、高矫顽力、低成本的第三代NdFeB永磁材料，且采用霍尔元件作位置传感器，采用三相全桥驱动方式，以提高输出转矩，使其更加实用。

1986年，H.R.Bolton对方波无刷直流电动机系统进行了全面的总结，这标志着方波无刷直流电动机系统在理论上、驱动控制方法上已基本成熟。

近年来，虽然永磁直流电动机也随着永磁材料技术的发展而得到了性能的提高，依然在直流传动系统中被广泛应用，但直流传动系统已经处于无刷直流电动机大规模普及与应用的阶段。

现代交流传动系统已经由感应电动机为主发展为多机种，尤其是以永磁同步电动机的发展最为显著。

一方面，由感应电动机构成的交流调速系统性能依然不断提高，变压变频(VVVF）技术及矢量控制技术完全成熟。

通过模仿直流电动机中转矩控制的思路，采用坐标变换，把交流感应电动机的定子电流分解成励磁分量和转矩分量，并通过对磁通和转矩的独立控制、使感应电动机获得类似直流电动机的控制特性。

近年来又陆续提出了直接转矩控制、解耦控制等方法，从而使交流调速控制有了突破性的发展，并出现了一系列用于交流调速系统的高性价比的通用变频器。

另一方面，永磁同步电动机调速及高性能伺服技术发展迅速，应用功率范围不断扩大。

永磁同步电动机（Permanent Magnet Synchronous Motor,PMSM)，又被称为正弦波无刷直流电动机系统，实际上为带有位置传感器的、由逆变器驱动的
永磁同步电动机系统。

其反电势波形为正弦波，相应的绕组电流也为正弦波。

关于永磁同步电动机的研究主要集中于电动机的新型结构形式、气隙磁场的设计、计算和绕组电流的控制。

其中，绕组电流的控制为大部分文献研究的焦点。

1982年，G.P.Fatt从理论上指出了两种有效获得正弦绕组电流的方法，即静止坐标系下的电流控制方法，它包括电流调节型SPWM控制方法（CRPWM）和电流滞环控制方法，指出了其应用范围，并加以实验验证。

至今，这两种方法在永磁同步电动机系统中得到了最广泛的应用。

1987年，P.Pillay对方波无刷直流电动机和正弦波无刷直流电动机系统进行了全面的对比，在总结正弦波无刷直流电动机各种研究成果的基础上，提出了基于旋转坐标系下的正弦波无刷直流电动机系统绕组电流控制方法：id、iq法。

此后的研究虽然在控制手段上不断改进，但控制方法没有本质的突破。

一般实现电流控制的手段有模拟方法、模拟数字混合方法、全数字方法等，并在逐步向全数字控制方向发展。

感应电动机和永磁同步电动机系统相比较，无论是在效率、功率密度等各方面，永磁同步电动机系统均具有相当优势。

因此，交流永磁同步电动机在交流传动系统中的应用范围会继续扩大。

综上所述，高性能直流传动系统在向方波无刷直流电动机为主的方向发展，而方波无刷直流电动机在向电流正弦化的方向发展；同时，高性能交流传动系统在向交流永磁同步电动机系统为主的方向发展，而永磁同步电动机系统也在向无位置检测或位置检测简易化的方向发展。

由于二者的电动机本体均为永磁同步电动机，且系统结构大致相同，因此交、直流之分越来越模糊，二者的发展方向相同，概念趋向一致。

在电动机理论和其他相关技术发展的推动下，“无刷直流电动机”的概念已由最初特指具有电子换向的直流电动机发展到泛指一切具备有刷直流电动机外部特征的由驱动器驱动的永磁同步电动机。

无刷直流电动机或永磁同步电动机的发展亦促使电动机理论与电力电子技术、微电子技术、计算机技术、现代控制理论及高性能材料的紧密结合。

如今，无刷直流电动机或永磁同步电动机系统集特种电动机、变流机构、检测元件、控制软件和硬件于一体，形成新一代的一体化电动机系统，体现着当今应用科学的最新成果，是机电一体化的高技术产物。

1.2 脉宽调制技术的发展
随着全控型功率电子器件的发展，脉冲调宽（PWM）技术与开关功率电路成为主流技术，在功率应用中基本取代了线性功率放大电路，以减小功率器件导通
损耗，提高驱动效率。

在PWM技术中，功率器件工作在开关饱和导通状态，通过改变功率器件的驱动脉冲信号的开通与关断的时间，来改变加在负载两端的平均电压的大小。

当负载为直流电动机时，也就实现了电动机的调压调速控制，这也就是PWM控制的基本原理。

改变脉冲信号的开通、关断时间有两种基本方式。

一种方式是将脉冲信号的开关频率及周期Ts固定，通过改变导通脉冲的宽度来改变负载的平均电压，这就是脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation,PWM）。

另一种方式是将脉冲信号的导通宽度固定，通过改变开关频率及周期T来改变负载的平均电压，这就是脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation,PFM）。

由于PFM控制是通过改变脉冲频率来实现平均电压的调节的，频率变化范围较大。

在频率较低时，往往人耳所感觉到的电磁噪声较高；而在频率较高时，会导致功率器件开关损耗的增加，而且还存在功率器件关断速度的限制。

最严重的情况是，在某些特殊频率下系统有可能产生机械谐振，就会导致系统产生振荡和出现音频啸叫声。

而在PWM控制中，由于脉冲频率固定，通过频率选择不但可以克服上述问题，而且有利于消除系统中由于功率器件开关所导致的固定频率的电磁干扰。

因此在电气传动领域内PWM控制技术成为应用的主流。

在交流电气传动中，脉宽调制技术用于产生单相或三相交流电即实现逆变，控制信号变为幅值和频率均可变化的周期信号。

在各种形式的周期控制信号中，正弦波控制信号应用最为普遍，因此一般统称为正弦波脉宽调制（Sinusoidal Pulse Width Modulation,SPWM）。

传统的SPWM 技术多采用模拟技术来实现，即脉宽调制信号的获得是通过三角波与所希望的调制函数直接比较而获得。

随着高性能的交流伺服驱动系统的全数字控制的发展，要求用数字方法来实现脉宽调制。

纵观现有的文献，数字脉宽调制方法多采用规则采样技术，通过三角载波与所希望的调制函数的比较获得数学方程式，PWM信号则是通过对规则采样技术获得的数学方程式的计算获得的。

这种数字脉宽调制方法是对模拟自然采样的三角波——正弦波（SPWM）方法的近似：虽然还存在一些SPWM优化算法，诸如谐波型SPWM技术以及准最优SPWM技术等，但算法复杂，计算时间增加，应用较少。

而近年来出现的空间矢量脉宽调制（SVPWM）技术，相应的数字计算方法形成的脉宽调制信号与传统的SPWM信号相比，具有更多优点。

因此空间矢量脉宽调制技术在交流电动机驱动系统中得到了广泛的应用。

第2章 PWM 控制的原理介绍
2.1 概述
PWM （Pulse Width Modulation ）控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术。

即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形（含形状和幅值）。

2.2 PWM 控制技术分类
1)正弦PWM （SPWM ）；
2)特定谐波消除PWM （SHEPWM ）；
3)最小纹波电流PWM ；
4)空间矢量PWM （SVM ）；
5)随机PWM ；
6)滞环电流控制PWM ；
7)瞬时电流控制正弦PWM ；
8)Delta 调制PWM ；
9)Sigma-Delta 调制PWM 。

通常PWM 技术可以按电压控制或电流控制来分类，或按前馈方式或反馈方式来分类，也可以按基于载波或不基于载波来分类。

本论文主要围绕其中的SPWM ，SVPWM ，滞环电流控制PWM 三种PWM 控制方法展开介绍，并进行对比。

2.3 PWM 控制的基本原理及其理论基础
在采样控制理论中有一个重要的结：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。

冲量即指窄脉冲的面积。

这里所说的效果基本相同，是指环节的输出响应波形的基本相同。

如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。

例如图2.1所示的三个窄脉冲形状不同，其中图2.1a 为矩形脉冲，图2.1b 为三角形脉冲，图2.1c 为正弦半波脉冲，但它们的面积（即冲量）都等于1，那么，当它们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出相应基本相同。

当窄脉冲变为图2.1d 的单位脉冲函数)(t 时，环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数。

图2.1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
a ） 矩形脉冲
b ）三角形脉冲
c ）正弦半波脉冲
d ）单位脉冲函数
图2.2a 的电路是一个具体的例子。

图中)(t e 为电压窄脉冲，其形状和面积分别如图2.1的a 、b 、c 、d 所示，为电路的输入。

该输入加载可以看成惯性环节的L R -电路上，设其电流)(t i 为电路的输出。

图2.2b 给出了不同窄脉冲时)(t i 的响应波形。

从波形可以看出，在)(t i 的上升段，脉冲形状不同时)(t i 的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。

脉冲越窄，各)(t i 波形的差异也越小。

如果周期性地施加上述脉冲，则响应)(t i 也是周期性的。

用傅里叶级数分解后将可看出，各)(t i 在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。

上述原理可以称之为面积等效原理，它是PWM 控制技术的重要理论基础。

图1.2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形
a ）电路
b ）响应波形
下面分析如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波。

把图2.3a 的正弦半波分成p 等分，就可以吧正弦半波看成是由p 个彼此相连的脉冲序列所组成的波形。

这些脉冲宽度相等，都等于p ，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。

如果把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积（冲量）相等，就得到图2.3b 所示的脉冲序列。

这就是PWM 波形。

可以看出，各脉冲的幅值相等，而宽度是按正弦规律变化的。

根据面积等效原理，PWM 波形和正弦半波是等效的。

对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM 波形。

像这样脉冲宽
度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM 波形，也称SPWM 波形。

要改变等效输出正弦波的幅值是，只要按照同一比例系数改变上述各脉冲的宽度即可。

PWM 波形可分为等幅PWM 波和不等幅PWM 波两种。

由直流电源产生的PWM 波通常是等幅PWM 波；由交流电源产生的PWM 波通常是不等幅波。

不管是等幅PWM 波还是不等幅PWM 波，都是基于面积等效原理进行控制的，因此其本质是相同的。

图2.3 用PWM 波形代替正弦半波
a ） 正弦半波
b ）脉冲序列
如图2.4把所希望的波形作为调制信号r u ，把接受调制的信号作为载波c u ，通过对载波的调制得到所期望的PWM 波形G u 。

图2.4 脉冲调制电路
通常采用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波上下宽度与高度呈线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，在交点时刻就可以得到宽度正比于调制信号波幅度的脉冲。

第3章 正弦脉冲宽度调制SPWM 基本原理
3.1 概述
为了阐述明白SPWM 的原理，下面先介绍简单的单相桥式逆变电路。

逆变器理想的输出电压是如图3.1b 所示的正弦波t U t u m ωsin )(1=。

将图3.1b 正弦波半个周期π均分p 个相等的时区，图中6=p ，每个时区的时间()62⨯=T T s 对应的时区宽度为61222πππωθ==•==s s s T f T ，第k 个时区s T 的终点时间为s kT ，起点时间为()s T k 1-，第k 个时区的中心点相位角k α为：
⎪⎪⎭⎫
⎝⎛-==s s k k T kT t 21ωωα (3.1)
图3.1 用SPWM 电压等效正弦电压
a) 逆变电路 b)正弦电压 c)SPWM 电压等效电压
图3.1b 中当时区数p 很大时，正弦波t U t u m ωsin )(1=可以看作是由正、负
半波各有p 个等宽（p s πθ=）但不等高（高度为t U m ωsin 1）的不连续脉波电压○1、○2、○3、…、○11、○12组成。

图3.1a 中逆变电路的输入电压是直流电压d U ，依靠开关管的通、断状态变换，逆变电路只能直接输出三种电压值d U +、0、d U -。

对单相桥式逆变器四个开关管进行实时、适式的通、断控制，可以得到图3.1c 所示在半个周期中有个多脉波电压的交流电压ab u 。

图中正、负半周范围也被分为p 个（6=p ）相等的时区，每个时区宽度为ππ=p ，每个时区有一个幅值为d U 、宽度为k θ的电压脉波，相邻两脉波电压中点之间的距离相等（6ππ=p ），6个脉波电压的高度都是d U ，但宽度不同，宽度分别为1θ、2θ、3θ、4θ、5θ、6θ。

如果要图3.1c 中任何一个时间段s T 中的脉宽为k θ、幅值为d U 的矩形脉冲电压ab u 等效于图3.1b 中该时间段s T 中正弦电压t U t u m ωsin )(1=，首要的条件应该是在该时间段s T 中，两者对电压对时间的积分值，即电压和时间乘积所相当的面积相等。

即：
()[]s s m kT T k m kT T k ab k d kT T k U dt t U dt t u T U s s s s ωωωωωcos 1cos )sin()(1)1(1)1(--===⎰⎰-- (3.2) 即：
⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛-⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛=s s s m k d T kT T U T U 21sin 21sin 21ωωω
(3.3) 由图3.1c 可知，(3.3)式左边为第k 个逆变电压脉波的积分值，其电压幅值为d U 、作用时间为k T ，对应的脉波电压宽度k k T ωθ=，ωθk k T =；(3.3)式右边式中的⎪⎪⎭
⎫ ⎝⎛-s s T kT 21ω是(3.1)式的k α，即第k 个时区中心点的相位角k α，因此有(3.3)式可得到：
k m s k d k d U T U T U αωωωθsin 21sin 211⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛==
(3.4) 如果半个周期2T 中脉波数p 很多，即T T s <<，1<<T
T S ，则： T T T T T f T s s s s •≈⎪⎪⎭⎫ ⎝
⎛•=⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛•⨯=⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛πππωsin 221sin 21sin 则(3.4)式为：
k m s k m s k d k d U T U T
T U T U ααπωωθsin sin 2111===
k m d
s k U U T T αsin 1= 因此，图3.1c 中第k 个脉波在时间段s T 中电压平均值为：
k m d s k d s k U U U T T αθθsin 1==
(3.5) 或第k 个脉波电压的占空比：
k d m s k s k U U T T D αθθsin 1===
(3.6) 由图3.1b 、c 可知，在每个脉波电压周期s T 中，逆变器输出一个等高不等宽的脉波电压。

(3.5)式左边是宽度为k k T ωθ=、高度为d U 脉波电压在周期s T 中的电压平均值，(3.5)式右边式该脉波周期s T 中，脉波中心点位置角k α处正弦电压t U m ωsin 1的瞬时值，即k m U αsin 1，因此在任何一个脉波周期s T 中，只要等幅不等宽的脉波电压的平均值等于该脉波中心点（k α）处正弦电压的瞬时值，则等幅不等宽的脉波电压就与该脉波周期s T 中的正弦电压等效。

换句话说，只要对逆变电路的开关器件进行实时、适式的通断控制，使每个脉波的平均电压、脉波宽度或占空比按(3.5)、(3.6)式的正弦规律变化，则逆变电路输出的多脉波电压就能与正弦电压等效。

通过傅里叶分析可以得知，输出电压中除基波外仅含有与开关频率倍数相对应的某些高次谐波而消除了许多低次谐波，开关频率越高，脉波数越多，就能消除更多的低次谐波，是逆变电路的输出电压ab u 更近似于连续的正弦波。

3.2 PWM 的调制方式和相关术语
3.2.1 单极性（Unipolar ）PWM 调制与双极性（Bipolar ）PWM 调制
载波（三角波）在调制波半个周期内只在一个方向变化，所得到的PWM 波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性PWM 控制方式。

单极性PWM 控制方式如图 3.3所示，逆变器同一桥臂的上部功率开关管和下部功率开关管在调制波（输出电压基波）的半个周期内仅有一个功率开关管多次开通和关断。

图3.2是采用IGBT 作为开关器件的单相桥式PWM 逆变电路。

设负载为阻感负载，工作时1VT 和2VT 的通断状态互补，3VT 和4VT 的通断状态也互补。

具体规律如
下：在输出电压o u （即为ab u ）的正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。

在负载为正的区间，1VT 和4VT 导通，负载电压o u 等于直流电压d U ；4VT 关断时，负
载电流通过1VT 和3D 续流，0=o u 。

在负载电流为负的区间，仍为1VT 和4VT 导通，
因o i 为负，故o i 实际上从1D 和4VT 流过，仍有d o U u =；4VT 关断，3VT 开通后，o i 从3VT 和1D 续流，0=o u 。

这样，o u 总可以得到d U 和零两种电平。

同样，在o u 的负半周，让2VT 保持通态，1VT 保持断态，3VT 和4VT 交替通态，负载电压o u 可以得到d U -和零两种电平。

控制3VT 和4VT 的通断的方法如图3.3所示。

调制信号r u 为正弦波，载波c u 在r u 的正半周为正极性的三角波，在r u 的五班周为负极性的三角波。

在r u 和c u 的交点时刻控制IGBT 的通断。

在r u 的正半周，1VT 保持通态，2VT 保持断态，当c r u u >时使4VT 导通，3VT 关断，d o U u =；当c r u u <时使4VT 关断，3VT 导通，0=o u 。

在r u 的负半周，1VT 保持断态，2VT 保持通态，当c r u u <时使3VT 导通，4VT 关断，d o U u -=；当c r u u >时使3VT 关断，4VT 导通，0=o u 。

这样，就得到了SPWM 波形o u 。

图3.3中of u 表示o u 中的基波分量。

图3.2 单相桥式PWM 逆变电路 图3.3 单极性PWM 控制方式波形
和单极性PWM 控制方式相对应 双极性控制方式。

图3.2的单相桥式逆变电路在采用双极性控制方式时的波形如图3.4所示。

采用双极性控制方式时，在r u 的半个周期内，三角波载波不再是单极性的，而是有正有负，所得到的PWM 波也是有正有负。

在r u 的一个周期内，输出的PWM 波只有d U ±两种电平，而不像单极性控制时还有零电平。

仍然在调制信号r u 和载波信号c u 的交点时刻控制各开关器件的通断。

在r u 的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。

即当c r u u >时，给1VT 和4VT 以导通信号，给2VT 和3VT 以关断信号，这时如0>o i ，则1VT 和4VT 导通，如0<o i ，则1D 和4D 通，不管哪种情况都是输出电压d o U u =。

当c r u u <，给2VT 和3VT 以导通信号，给1VT 和4VT 以关断信号，这时如0<o i ，则2VT 和3VT 导通，0>o i ，则2D 和3D 通，不管哪种情况都是输出电压d o U u -=。

可以看出，单相桥式电路既可以采取单极性调制，也可以采用双极性调制，由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。

这两种方式差别仅仅在于正弦波与三角波比较的方法，双极性调制时，任何半周期内调制波r u 、载波c u 及输出SPWM 波o u 均有正、负极性的电压交替出现，有效地提高了直流电压的利用率。

一般来说，单极性PWM 调制方式产生的谐波较小，但是难于实现，在本论文中只讨论双极性PWM 调制方式。

图3.4 双极性PWM 控制方式波形
3.2.2 载波比、调制比对PWM 调制的影响
根据脉宽调制的特点，如图3.1逆变器主电路的功率开关器件在其输出电压半周期内要开关p 次，把期望的正弦波分段越多，则p 越大，脉冲序列波k 越小，上述分析结论的准确性越高，SPWM 波的基波更接近期望的正弦波。

但是，功率开关器件本身的开关功能是有限的；因此在应用脉宽调制技术是必然要受到一定条件的制约，这主要表现在以下两个方面。

3.2.2.1功率开关器件的频率
各种电力电子器件的开关频率受到其固有的开关时间和开关损耗的限制，普通晶闸管用于无源逆变器时须采用强迫换流电路，其开关频率一般不超过300~500Hz ，现在在SPWM 逆变器中已很少应用。

取而代之的是全控型器件，如电力晶体管（BJT 开关频率可达1~5kHz ）、可关断晶闸管（GTO 开关频率为1~2kHz ）、功率场效应管（P-MOSFET 开关频率可达50kHz ）、绝缘栅双极晶体管（IGBT 开关频率可达20kHz ）等。

目前市场上的SPWM 逆变器产品以应用IGBT 为主。

定义载波频率c f 与参考调制波频率r f 之比为载波比（carrier ratio ）C ，即
r c f f C =
(3. 7) 相对于前述SPWM 波形半个周期内的脉冲数p 来说，应该有p C 2=。

为了使逆变器的输出波形尽量接近正弦波，应尽可能增大载波比；但若从功率开关器件本身的允许开关频率来看，载波比又不能太大。

C 值应受到下列条件的制约：
号的频率
频段内最高正弦调制信关频率功率开关器件的允许开≤C (3. 8) (3.8)式中的分母实际上就是SPWM 逆变器的最高输出频率。

3.2.2.2最小间歇时间与调制度
为保证主电路开关器件的安全工作，必须是调制成的脉冲波有最小脉宽与最小间歇的限制，以保证最好脉冲宽度大于开关器件的导通时间on t ，而最小脉冲间歇大于器件的关断时间off t 。

在脉宽调制时，若p 为偶数，调制信号的峰值rm U 与三角载波相交的地方恰好是一个脉冲的间歇。

为了保证最小间歇时间大于off t ，必须使rm U 低于载波的峰值cm U 。

为此定义rm U 与cm U 之比为调制度M ，即
cm rm U U M =
(3. 9) 在理想情况下，M 值可在0~1之间变化，以调整逆变器输出电压的大小。

实际上M 总是小于1，在C 较大时，一把取最高值，即M 取0.8~0.9。

3.2.3 异步调制和同步调制
3.2.3.1 异步调制
异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式。

通常保持c f 固定不变，当r f 变化时，载波比C 是变化的。

在信号波的半周期内，PWM 波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后41周期的脉冲也不对称。

当r f 较低时，C 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称的不利影响都较小，当r f 增高时，C 减小，一周期内的脉冲数减少，PWM 脉冲不对称的影响就变大。

因此，在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。

3.2.3.2 同步调制
同步调制——C 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。

基本同步调制方式，r f 变化时C 不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。

三相公用一个三角波载波，且取C 为3的整数倍，使三相输出对称。

为使一相的PWM 波正负半周镜对称，C 应取奇数。

r f 很低时，c f 也很低，由调制带来的谐波不易滤除，r f 很高时，c f 会过高，使开关器件难以承受。

为了克服上述缺点，可以采用分段同步调制的方法。

3.2.3.3 分段同步调制
把r f 范围划分成若干个频段，每个频段内保持C 恒定，不同频段C 不同。

在r f 高的频段采用较低的C ，使载波频率不致过高，在r f 低的频段采用较高的C ，使载波频率不致过低。

图3.5 分段同步调制方式
第4章 三相逆变输出器的电压和波形的SPWM 控制 前面为了说明PWM 的原理，用了大量的图文解析单相桥式逆变电路的SPWM 控制。

但本论文主要是通过SPWM 和电压矢量控制PWM （SVPWM ）的对比和研究，而SVPWM 主要是控制三相异步电机的控制方式，采用的都是三相电路仿真，所以要在同一个电路中比较两种控制方式的优劣，必须说明三相SPWM 。

图4.1和图4.2中三角形高频载波c u 幅值为cm U 、频率为c f ，三相调制参考信号正弦电压ra u 、rb u 、rc u 为：
()()()()()⎪⎩
⎪⎨⎧-=-==︒︒240ωsin 120ωsin ωsin c t U t u t U t u t U t u rm r rm rb rm ra 式中ω为调制波r u 的角频率，r f 为正弦调制参考电压的频率， rm U 为正弦参考电压的幅值。

图4.1中，ra u 与载波电压c u 相比较，当c ra u u >时，1VT 导通，2
d ao U u =为正脉波电压；当c ra u u <时，1VT 截止，4VT 导通，2
d ao U u -=为负脉波电压。

因此逆变电路输出电压ao u ，如图4.2所示，ao u 是一个双极性脉波电压。

同理当c rb u u >时，3VT 导通，2
d bo U u =为正脉波电压；当c rb u u <时，3VT 截止，6VT 导通，2
d bo U u -=为负脉波电压。

bo u 也是一个双极性脉波电压，bo u 比ao
u 滞后120°。

同理co u 也是一个双极性电压，co u 比ao u 滞后240°。

三相电压型逆变电路任何时刻一个桥臂只有一个开关管被驱动导通，上、下开关管驱动信号互补。

因此三相桥式逆变电压型逆变器任何时刻都有三个开关管同时被驱动导通，根据图4.2所示，，由此可画出线电压ab u 及负载星形联结时负载相电压an u 等的波形，例如在4VT 、5VT 、6VT 三管导通期间，图 4.2中0=-=bo ao ab u u u 。

在1VT 、5VT 、6VT 导通期间d bo ao ab U u u u =-=，类似地分析。