同步整流BUCK变换器新型驱动电路的研究

[5]
Vc
C1 S1
IL
S1
S2
S1
S2
S1
L1
I L S2
Q
IG_Q
IL_ pk
Cg
图3 电流源驱动基本原理图
g
Q
t0 t1
t2 t3
t4
图 4 驱动电路相关控制波形
t0 — t1 时刻， S1 时刻，Q 管完全关断，同时 S
2
导通。 t1 — t 2 时刻， C1 开始被正向充电， I L 也从反向最大，过零变成正。当 I L 达到正向最大值时关 断 S2 。
dvds dt
(6)
Ig dvds Ciss dvgs = − vds dt Crss dt Crss
(7)
在 d 点，由 KCL 方程得：
idl = g fs (vgs (t ) − Vth ) + Cds
dvgd dvds − Cgd dt dt didl vds = Vd − ( Ld + Ls ) dt
2．MOSFET 的电流源驱动
2.1 MOSFET 电流源驱动基本原理 开关管 Q 门极电容充电的过程中，充电电流 I 、 Cin 两端电压变化如图 1 所示，在 0 时刻 I 达
到峰值 Vgate / Rg ，随后快速下降，在 t1 — t2 时刻由于发生 miller 效应， Vg 不变，这段时间电流 I 可 近似看成常数不变。这段时间导致 miller 电容效应明显，随着 I 的减小，驱动能力减弱，导致开
d 2 vgs dt 2 + Cds dvgs d 2 vds + g fs ) 2 dt dt
(8) (9)
把(8)代人(9)得：
vds = Vd − ( Ld + Ls )(C gs
(10)
经过计算整理得：
A d 3 vgs dt
3
+B
d 2 vgs dt
2
+C
dvgs dt
= Ig
(11)
其中
id (t ) = g fs (vgs (t ) − Vth )
(2) (3)
当 vgs (t ) < Vth 时：
id (t ) = 0
图5
MOSFET 等效电路
其中 Vth 为阈值电压， g fs 为跨导。MOSFET 开通过程等效电路如图 5 所示，从开始导通到完全 导通进行分析，可得：
由于求解 C gd
2.2 MOSFET 损耗模型及损耗分析 MOSFET 在电流源驱动下的等效电路如图 5 所示，MOS 管的门极电阻为 Rg ， Ld 、 Ls 分别为
漏极、源极的电感。在 MOSFET 开通、关断过程中，电流源驱动器用恒流源 I g 代替。在 MOSFET 开通、关断期间，假设 id (t ) 与 vgs (t ) 成线性关系：当 vgs (t ) > Vth 时：
t 2 — t3 时刻， S1 、 S 2 都处于关断状态， Cg 被充电。当到达 t3 时刻， Q 管完全开通，同时 S1 导
通。
t3 — t 4 时刻， Q 管保持在开通状态， Cg 被反向充电， I L 也逐渐减小直至在 t 4 时刻达到反向最
大。 通过分析可以得知，在 t 2 — t3 为 Q 管开通时间，在 t0 — t1 为 Q 管关断时间。在这两个时间段内， 驱动电路为一个近似恒流的电源，使得 Q 管能在更短的时间内开通和关断，使得 miller 效应得以减 少，达到减少开关损耗的目的。
[1] 张占松，蔡宜三. 开关电源的原理与设计[M]. 北京：电子工业出版社，2006. [2] Zhihua Yang. A New Dual Channel Resonant Gate Drive Circuit for Synchronous Power Electronic Conference, 2005：756-762. [3] Wilson Eberle. A Current Source Gate Driver Achieving Switching Loss Saving and Gate Energy Recovery at 1-MHz[J]. IEEE Transactions on Power Electronic, 2008, 23(02)：678-691. [4] Zhiliang Zhang. Optimal design of current source gate driver for a buck voltage regulator based on a new analytical loss model[C]. IEEE Annual Power Electronic Specialists Conference, 2007：1556-1562. [5] Y.Ren, H.Shan. Analytical Modeling and Experimental Evaluation of Interconnect Parasitic Inductance on MOSFET Switching Characteristics[C]. in IEEE APEC,2004，vol.1，pp.516-521. Rectifiers[C]. IEEE Annual
摘 要 高频化和高功率密度已经成为开关电源的发展趋势，传统的电压源驱动 MOSFET 的方式，开关损
耗会随着开关频率的增加而显著增加。 本文提出将一种新型的电流源驱动方式应用于交错并联技术的 BUCK 主 电路，在对电路的损耗进行详细分析的基础上，本文设计了在开关频率 1MHz、输入 12V 条件下，实现输出电 压 1.3V、输出电流 20A 的电路拓扑，达到了较小的电流纹波输出和较高装置效率的要求。 关键词 电流源 开关损耗 交错并联
2 A = ( Ld + Ls )(Ciss .Coss − Crss ) ， B = g fs ( Ld + Ls ) ， C = Ciss
若设初始条件为： vgs (0) = Vth 。则当 B 2 − 4 AC < 0 时，为正弦解；当 B 2 − 4 AC > 0 时，为指数解。漏
极电流 id 、漏源电压 vds 与栅源电压 vgs 有关，一旦 vgs (t ) 求出， ids (t ) 、 v ds (t ) 就可求出，进而可 以求出开关损耗。
BUCK 电路上所应承受的一半，降低了单个 MOS 管的导通损耗。减少输出滤波电感值和滤波电容 容量。在高频下的滤波电容可使用 ESR 较小的陶瓷电容，电路的输出更稳定，同时提高了装置的 效率。
4．实验结果及分析
按照电流源驱动的电路原理图，设计并绘制了PCB板，其主要参数如下：输入电压 Vin =12V； 输出电压 VO =1.3V；输出电流 I o =20A；开关频率 f =1MHz；PCB板为四层板。 主电路控制MOSFET Q1 、 Q3 为SI7886DP； 同步整流管 Q2 、 Q4 为SI7336ADP；驱动电路 s1 —
交错并联电路中MOS管电流承载为正常的一半，可以选择导通电阻 Rds 更小的MOSFET和等效电阻 （DCR）更小的滤波电感。达到减少导通损耗的目的。
图8 主电路MOS管导通时序图
图9
输出电压波形图
由于在本文实验中， 负载为纯阻性负载， 所以主电路的输出电压波形可以反映输出电流纹波情 况。如图9可知输出电压的纹波小于50mV，证明交错并联明显改善了输出电压纹波，BUCK主电路 输出端的滤波电容的容值也可以降低。从降低损耗和减少成本的角度都证明了交错并联的优越性。 输出电压纹波频率 f 为2MHz。输出电压为1.3V。达到了实验预期的要求。
dt 、 C gs 、 Cds 的值较复杂，可用 Ciss 、 Coss 、 Crss 代替。
vgd = vgs − vds
I g = Cgd
dvgd dt
+ Cgs
dvgs
(4)
根据 MOSFET 结构可知：
(5)
将(5)代人(4)得：
I g = Ciss
由(6)式可得：
dvgs dt
− Crss
5．结语
本文提出使用一种新型的MOSFET驱动方式——电流源驱动应用于交错并联BUCK变换器上， 实现了输出电压1.3V、输出电流20A的低压大电流的输出。通过分析以及实验验证，电流源驱动 MOSFET在缩短开关时间、 减少开关损耗上等方面比传统电压源驱动有很大的优势。 同时由于采用 了交错并联技术，减小输出电流的纹波，为微处理器电源产品的发展提出了新的思路。 参考文献
s8 为FDN335；主电路电感 L1 、 L2 值为330nH，驱动电路电感 L3 、 L4 、 L5 、 L6 的值为1.0uH.
驱动电路电感的取值由公式（12）计算得出： V ⋅ D ⋅ (1 − D ) L= c 2 ⋅ IG ⋅ f S （12）
其中 VC 为驱动电路的输入电压， D 为占空比， I G 驱动电路的平均电流， f s 为开关频率。 主电路滤波电感也需根据纹波电流的大小进行计算得出合适的感值， 选取器件时要考虑电感饱 和电流以及其它参数，装置中选取的是IHLP-5050CE-01系列。该系列的饱和电流能达到60A，满足 实验的需要。 由图8可知，四路波形分别是 Q1 、 Q2 、 Q3 、 Q4 的G、S两端电压 Vgs 的波形。主电路MOS管被 快速的开通和关断， 其中 Q1 、Q3 的开通关断时间小于40ns, 在一定程度上降低了开关损耗。Q2 、Q4 的开通关断时间也较短， 减少了因同步整流管的体二极管产生的导通损耗。 与传统电压源驱动相比， 相同的开关频率，两者的导通损耗是一致的，电流源驱动的开关损耗小于电压源驱动方式，变换器 效率就有了一定的提高。 Q1 、 Q3 的波形相差半个周期，通过实验证明了交错并联电路的正确性。
3．基于电流源驱动交错并联 BUCK 变换器