开关电源设计报告ForwardConverter变换器

开关电源设计报告Forward Converter
变换器
学院：电气工程学院
组别： xxx
组员：xxxxxxxxxxxxx
目录
1.题目要求 (3)
2.设计步骤 (3)
3.具体设计流程 (3)
3.1.基本forward-converter主电路设计 (3)
3.1.1.工作原理如下： (3)
3.1.2.变压器参数的计算与设计 (3)
3.1.3.扼流圈的设计与计算 (4)
3.1.4.滤波电容计算（输出电压纹波峰峰值控制在2%以内） (4)
3.1.5.开关管，二极管反向峰值电压，通过电流计算 (4)
3.2.控制电路的设计 (5)
4.仿真以及查看设计结果 (6)
4.1.电源波形 (6)
4.2.控制信号波形 (6)
4.3.变压器副边电压Vd波形 (7)
4.4.输出电压波形 (8)
5.实际控制与保护电路设计 (9)
5.1.控制电路设计 (9)
5.1.1.控制芯片选型 (9)
5.1.2.驱动电路设计 (9)
5.2.保护电路设计 (10)
5.2.1.过压，欠压及过热保护电路 (10)
5.2.2.短路保护 (10)
5.2.3.过流保护电路 (11)
参考文献（References）： (12)
1.题目要求
设计一个forward converter 变换器。

输出电压为48V，功率为50W，其中输入电压为直流70±30V,输出电压纹波V p−V p控制在2%以内。

本次设计中，我们设开关频率为50kHz，最大占空比D max=。

2.设计步骤
(1)根据基本输入输出参数的关系确定电路相关参数；
(2)根据相关参数选用相应的驱动装置；
(3)添加过压，欠压，短路，过流保护等措施。

3.具体设计流程
3.1.基本forward-converter主电路设计
3.1.1.工作原理如下：
当Q1和Q2同时导通时，二极管D1和D2反向偏置截止，输入U I通过变压器向副边侧传输能量，副边侧二极管D3导通，副边侧电感L1上电压线性上升，电感开始储能。

当Q1和Q2同时截止时，变压器原边上通过铁芯感应的电压通过二极管D1和D2向输入电源U i反馈能量，磁通复位。

∵P out=50W，V out=48V ∴I=P out
V out
= ，R=
U
I
=46.08Ω
3.1.2.变压器参数的计算与设计
(1)确定磁芯的材料
一般常采用TDK PC40或同等材料，因为正激变换器磁芯单向磁化，所以ΔB=B s−B r，在这里，令ΔB=
(2)确定磁芯规格
根据公式
A p=A e A w=U p I p+U s I S 2k W f sΔBj
式中，P total=U p I p+U s I S=50+50 0.8=
k W =0.4，f s =50kHz ，ΔB=，j=600A cm 2⁄
将上述各个参数带入式子中，A p =cm 4。

查阅E 型磁芯参数，选用EE25型磁芯，其参数为：
A p =0.3128cm 4，A e =40 mm 2，A w =78.2 mm 2。

(3) 确定一次侧二次侧匝数
一次侧匝数
N p =
U pmax 2ΔBf s A e
= 100
2∗0.2∗40∗10−6∗50∗103
= 125匝
二次侧匝数
N s =
V 0+0.6V 1
N p =
48+0.6100
N p = ≈ 61 匝
3.1.3. 扼流圈的设计与计算
扼流圈上通过的直流负载电流I 0和脉动电流Δi L1。

Δi L1 = V s −V o L 1t on = V o
L 1
t off
其中，
V s = V o +V L D max = 48+0.6
0.45
= 108V
在成本限制下，一般按Δi L1=来设计电感值L 1，即
11 2.830.2s o s o on on l V V V V
L t t mH i I --=
==∆
取常用电感值mH L 3.31=。

3.1.
4. 滤波电容计算（输出电压纹波峰峰值控制在2%以内）
取输出电压纹波峰峰值为%，则
C=
Δi L1∗Δt
ΔU
=μF 。

由于simulink 仿真中变压器为非理想参数，仿真时需取电容值1mF 。

3.1.5. 开关管，二极管反向峰值电压，通过电流计算 (1) 开关管SW 1和SW 2:
当开关管关断时，每个开关管承受的电压即为一次侧输入电压，故SW 1和SW 2所能承受的电压为输入电压最大值100V ，考虑到要有相应的裕量，开关管所能承受的最大电压为150V 。

开关管导通时，i =N s
N p i s , 上文已经说明，按一般按Δi L1=来设计电感值L 1，故i max =，考虑到要有相
应的裕量，允许通过电流为2A 。

(2) 二极管D 1和D 2：
当开关管导通时，D 1和D 2承受的最大反向电压即为一次侧输入的最大电压，当开关管断开时，D 1和D 2与变压器串联，D 1和D 2所承受的电压之和为一次侧输入电压和一次侧变压器上的电压，考虑到要有相应的裕量，D 1和D 2所能承受的最大反向电压分别为150V 。

开关管导通时，D 4所承
受的反向电压为U s =，考虑到要有相应的裕量，D 4所承受的最大反向电压应为75V ，同理，D 3所承受的最大反向电压应为75V 。

3.2. 控制电路的设计
因为电源为40~100V ，所以占空比需要随电源电压改变而改变，由公式可知：
1
2
out in V N D V N =
⋅ 1Equ 对于Forward 变换器，占空比0.5D ≤，但是实际电路中存在线路元器件电阻和电感，所以应该保留一定的余量:
1
max min 2
out in V N D V N -=
⋅ 2Equ 因此当电源电压min 40in in V V V -==时，设定最大占空比max 0.45D =。

由公式1Equ 可知，变比和输出一定时，
1
in
D V ∝
3Equ 结合2Equ ，可得：
400.4518in D V ⋅=⨯=
∴
12180.37548
in out V N D N V =⋅== 18
in
D V =
经试验发现，变压器副边的波形发生衰变，所以应该再次考虑电路中阻抗，将18提升为，补充被衰减的V d 。

因为simulink 中的PWM 发生器中载波为-1—+1V 的三角波，在一个采样周期内，PWM 发生器的调制波（输入信号）为常值设为in D ，通过列写函数表达式，联立求解可知，PWM
发生器输出
0.51out in D D =+
要使得out D D =，由上式可得21in D D =-，即PWM 发生器输入信号为21D -。

以上控制电路在实际中可采用单片机软件编程实现，详见.控制电路的设计。

4. 仿真以及查看设计结果
我们采用的是matlab 中simulink 模块进行仿真，仿真电路图如下图所示：
本次仿真采用离散算法仿真，采样时间为7
101-⨯s ，已达到更为反映真实情况的目的。

4.1. 电源波形
电源为DC 70V 叠加上AC 30V ，波形如下：
4.2. 控制信号波形
控制电路的波形以特殊电压值为例。

如下图所示： 当电源电压为40V 时，占空比为。

当电源电压为70V时，占空比为。

当电源电压为100V时，占空比为。

由于开关管采用PWM进行控制，从上图中可以看出开关管同时导通同时关断。

4.3.变压器副边电压Vd波形
如下图所示：
放大其中一部分波形如下：
由上图可以看出，变压器副边电压Vd发生畸变，有效值小于理论计算值，所以应对其进行补偿。

4.4.输出电压波形
最终输出电压波形如下图所示：
输出电压有效值为：。

放大其中一部分波形如下：
由图可知，电压波动范围在—之间。

输出电压纹波V p−V p明显大于2%纹波电压的要求。

因此，调整电容大小至100μF。

获得波形如下：
输出电压有效值为：。

放大其中一部分波形如下：
由图可知，电压波动范围在—之间。

输出电压纹波V p −V p 小于2%满足文波电压的要求。

5. 实际控制与保护电路设计
5.1. 控制电路设计 5.1.1. 控制芯片选型
本次控制信号的发生主要由单片机来实现。

通过对电源电压s V 进行采样，单片机对电源电压进行计算，求得占空比。

具体计算：
11
.182-⨯
=s
V D
利用单片机发出频率为50kHz 且占空比为D 的PWM 信号。

5.1.2. 驱动电路设计
由于单片机所发出的PWM 信号最高只能到达5V ，未能完全驱动IGBT ，所以设计了一个较为简洁的驱动电路。

如下图所示：
单片机发出信号控制开关管的通断，达到控制输出较高电压PWM波的目的。

5.2.保护电路设计
5.2.1.过压，欠压及过热保护电路
进线电源过压及欠压对开关电源造成的危害，主要表现在器件因承受的电压及电流能力超出正常使用的范围而损坏，同时因电气性能指标被破坏而不能满足要求。

因此对输入电源的上限和下限要有所限制，为此采用过压、欠压保护以提高电源的可靠性和安全性。

温度是影响电源设备可靠性的最重要因素。

根据有关资料分析表明，电子元器件温度每升高2℃，可靠性下降10%，温升50℃时的工作寿命只有温升25℃时的1/6，为了避免功率器件过热造成损坏，在开关电源中亦需要设置过热保护电路。

上图是仅用一个4比较器LM339及几个分立元器件构成的过压、欠压、过热保护电路。

取样电压反映输入电源电压的变化，比较器共用一个基准电压，为欠压比较器，为过压比较器，调整R1可以调节过、欠压的动作阈值。

为过热比较器，RT为负温度系数的热敏电阻，它与R7构成分压器，紧贴于功率开关器件IGBT的表面，温度升高时，RT阻值下降，适当选取R7的阻值，使在设定的温度阈值动作。

用于外部故障应急关机，当其正向端输入低电平时，比较器输出低电平封锁PWM驱动信号。

由于4个比较器的输出端是并联的，无论是过压、欠压、过热任何一种故障发生，比较器输出低电平，封锁驱动信号使电源停止工作，实现保护。

如将电路稍加变动，亦可使比较器输出高电平封锁驱动信号。

5.2.2.短路保护
开关电源同其它电子装置一样，短路是最严重的故障，短路保护是否可靠，是影响开关电源可靠性的重要因素。

IGBT（绝缘栅双极型晶体管）兼有场效应晶体管输入阻抗高、驱动功率小和双极型晶
体管电压、电流容量大及管压降低的特点，是目前中、大功率开关电源最普遍使用的电力电子开关器件。

IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流的大小，一般仅为几μs至几十μs。

短路电流过大不仅使短路承受时间缩短，而且使关断时电流下降率过大，由于漏感及引线电感的存在，导致IGBT集电极过电压，该过电压可使IGBT锁定失效，同时高的过电压会使IGBT击穿。

因此，当出现短路过流时，必须采取有效的保护措施。

为了实现IGBT的短路保护，则必须进行过流检测。

上图是利用IGBT过流时Vce增大的原理进行保护的电路，用于专用驱动器EXB841。

EXB841内部电路能很好地完成降栅及软关断，并具有内部延迟功能，以消除干扰产生的误动作。

含有IGBT过流信息的Vce不直接送至EXB841的集电极电压监视脚6，而是经快速恢复二极管VD1，通过比较器IC1输出接至EXB841的脚6，其目的是为了消除VD1正向压降随电流不同而异，采用阈值比较器，提高电流检测的准确性。

如果发生过流，驱动器EXB841的低速切断电路慢速关断IGBT，以避免集电极电流尖峰脉冲损坏IGBT器件。

5.2.3.过流保护电路
上图所示的是比较常用的过流保护电路。

如图2 所示，M p为调整管，过流保护电路的主体由比较器（比较器的正端接基准电压V ref），PMOS 管M1、M2，采样电阻R0和晶体管Q0组成。

取样管M2对流过调整管M p的输出电流I out进行取样，因此，M2的漏电流I反映了I out的变化。

A点电压：V A =R0• I2+ V EB正常工作情况下，A 点电压V A < V ref，比较器输出为高电平，M1管截至，调整管M p的栅极电位由LDO 系统的放大电路决定。

当输出电流达到一定值时，A点电压V A > V ref，比较器输出变为低电平，M1管导通，调整管M p的栅极电位被拉高，输出电流被钳制在一定值，从而达到过流保护的目的。

参考文献（References）：
[1] 张占松，张心益. 高频开关变换技术教程[M]. 机械工业出版社，2010
[2] 普利斯曼，莫瑞. 开关电源设计(第三版)[M]. 电子工业出版社，2010
[3] 赵同贺. 开关电源设计技术与应用实例[M]. 人民邮电出版社，2007。