第4章 局部放电测量的基本原理

第4章 局部放电测量的基本原理
脉冲电流法的基本原理可用图4.1所示电路阐述：当试品C X 产生一次局部放电时，脉冲电流经过耦合电容C k 在检测阻抗两端产生一个瞬时的电压变化，即脉冲电压 U ，脉冲电压经传输、放大和显示等处理，可以测量局部放电的基本参量。

脉冲电流法是对局部放电频谱中的较低频段（一般为数千赫兹至数百千赫兹或至多数兆赫兹，局部放电信号能量主要集中在该段频带内）成分进行测量，以避免无线电干扰。

传统的测量仪器一般配有脉冲峰值表指示脉冲峰值，并有示波管显示脉冲大小、个数和相位。

放大器增益很大，其测试灵敏度相当高，而且可以用已知电荷量的脉冲注入校正定量，从而测出放电量q 。

图4.1 脉冲电流法基本原理示意图
4.1 脉冲电流法的基本测量线路
（a ）并联法测量回路 （b ）串联法测量回路 （c ）平衡法测量回路
图4.2 脉冲电流法的基本试验测量线路示意图
脉冲电流法的基本试验测量线路有三种，如图4.2所示，其中图4.1（a ）、（b ）统称为直接法测量回路，（c ）称为平衡法测量回路。

每种测量回路应包括以下基本部分：
（1）试验电压u ；
（2）检测阻抗Z d ，将局部放电产生的脉冲电流转化为脉冲电压；
（3）耦合电容C k ，与试品C x 构成使脉冲电流流通回路，并具有隔离工频高电压直接加在检
测阻抗上Z d 的作用；
（4）高压滤波器Z m ，一方面阻塞放电电流进入试验变压器，另一方面抑制从高压电源进入的
谐波干扰。

（5）测量及显示检测阻抗输出电压的装置M 。

e
并联法多用于试品电容较大或试品有可能被击穿的情况下，过大的工频电流不会流入检测阻抗Z d 而将Z d 烧损并在测试仪器上出现过电压的危险。

另外，某些试品在正常测量中无法与地分开，只能采用并联法测量线路。

串联法多用于试品电容较小情况下，耦合电容具有滤波作用，能够抑制外部干扰，而且测量灵敏度随C k /C x 的增大而提高。

在相同的条件下，串联法比并联法具有更高的灵敏度，这是因为高压引线的杂散电容及试验变压器入口电容（无电源滤波器时）也被利用充当耦合电容。

另外，C k 可利用高压引线杂散电容来充当，线路更简单，可以避免过多的高压引线以降低电晕干扰，在220kV 及更高电压等级的产品试验中多被采用。

平衡法需要两个相似的试品，其中一个充当耦合电容。

它是利用电桥平衡的原理将外来的干扰消除掉，因而抗干扰能力强。

电桥平衡的条件与频率有关，只有当C x 1与C x 2的电容量和介质损失角δtg 完全相等，才有可能完全平衡消除掉各种频率的外来干扰；否则，只能消除掉某一固定频率的干扰。

在实际测量中，试品电容的变化范围很大，若要找到与每个试品有相同条件的电容是困难的。

因而，往往采用两个同类试品作为电桥的两个高压臂以满足平衡条件。

4.2 检测阻抗
检测阻抗，也称为输入单元，其主要作用是取得局部放电所产生的高频脉冲电流信号，并对试验电源的工频及其谐波低频信号则予以抑制。

检测阻抗是连接试品与仪器主体部分的关键部件，对仪器的频率特性与灵敏度有直接关系。

检测阻抗可分为RC 型及LCR 型两大类，如图4.3所示，图中电容C d 主要由至仪器主体连接电缆的电容、放大器输人电容等组成。

4.2.1 RC 型检测阻抗
图4.3表示接有RC 型检测阻抗时的等效局部放电检测电路。

当试品C x 产生局部放电时，视在放电量为q ，C x 两端会产生一个脉冲电压u ∆，理想情况下u ∆是一个直角脉冲波，但在实际情况中u ∆具有一定的上升时间并具有以下的形式
)1(t m f e U u α--=∆ （4.1）
式中脉冲电压幅值)]/(/[d k d k x m C C C C C q U ++=，f α为放电衰减常数。

对于理想情况，在放电瞬间，电荷q 引起的C k 和C d 上响应的脉冲电压可认为按电容反比例分配，则C d 上的脉冲电压幅值为
图4.3 检测阻抗
图4.4 接RC 检测阻抗的测试回路
x
k d d d k k d k d k x d k k d C C C C q
C C C C C C C C q C C C u
u )/1()/(++=+⋅++=
+∆=∆ （4.2） 当C d 上的脉冲电压到达幅值后经电阻d R 放电，则检测阻抗上脉冲电压为
t v
t d d d d e C q e u t u ατ--=∆=/)( （4.3） 式中)/(1t d d C R =α， )1(k d x d v C C C C C ++=，)(k x k x d t C C C C C C ++=。

通过对（4.3）的傅立叶变换求u d 的频率特性为
2/122)()(-+=d v
d C q U αωω （4.4） u d 的时间特性及频率特性分别如图4.5（曲线1）及4.6所示，其中，d h αω=。

如果考虑放电脉冲的上升时间，则u d 的时间特性如图图4.5中曲线2，且为
)(/11)(/t t f
d v t d d f d d
e e C q e u t u ααταα-----⋅=∆= （4.5） 衡量检测阻抗的品质，主要是根据测量的灵敏度、准确度以及分辨率三个因素。

在采用RC 型检测阻抗时，应考虑如下几点：
（1）u d (t )的幅值与放电量q 成正比。

（2）在一定的q 下，减小C d 可以增大Δu ，即可提高灵敏度。

（3）R d 小则αd 大，u d 衰减快，频谱就会很宽。

如果放大器的频带不够宽，就会降低检测的灵敏度。

而宽带放大器在使用中易受到外界干扰的影响，这一点限制了它的实际使用。

（4）RC 型检测阻抗上的电压是非周期性的单向脉冲，每个脉冲与绝缘内局部放电脉冲一一对应。

脉冲持续时间短、分辨率高，即αd 愈大，分辨率愈高。

（5）采用积分式放大系统有利于测量视在放电量。

例如，（4.5）对时间的积分，有
d v f d f d v d C q C q dt t u ααααα=⎪⎪⎭
⎫ ⎝⎛--=
⎰∞
11/11)(0 （4.6）
图4.5 检测电压的（a ）时间特性及（b ）频率特性
(a ) (b)
可见u d (t )对时间的积分值与f α无关，与q 成正比，而低频放大器（带滤波器的放大器）就是一种积分式放大系统。

4.2.2 LCR 型检测阻抗
LCR 型检测阻抗由电感L d 、电容C d 、电阻R d 组成，接LCR 型检测阻抗的测试回路如图
4.6所示。

试品放电瞬间，脉冲电压u ∆按电容分配，局部放电衰减完后，检测阻抗C d 上电压通过R d 衰减，同时在L d 、C d 之间产生磁能和电能转换，于是在C d 上出现衰减振荡，并且衰减系数为)2/(1t d d C R =α，振荡角频率为t d d C L 1=ω。

对于理想局部放电脉冲波形，当d d ωα<时，
)cos()(t e C q t u d t v
d d ωα-=
（4.7） 如果放电脉冲的前沿较缓慢，则 ]cos )cos([)/(11)(2ϕϕωαωααt d t f d v d f d e t e C q t u ----+=
（4.8）
式中)/(1f d tg αωϕ-=。

其波形如图3-7b 所示。

其幅值小于q/C V ，最大幅值也不一定在第一周期。

经傅氏变换得出其频率特性为
()()[]
()212222222122/⎥⎦
⎤⎢⎣⎡+-++=d d d d d V d L R C q
U αϕωωωαωω （4.9） 由以上分析可见：
（1）通常d d d d L R ωαω<<<<，。

这样，U d (ω)的最大值出现在d ωω=时，如图4.7所示。

（2）与RC 检测阻抗一样，LCR 型检测阻抗u d (t )的峰值与放电量q 成正比。

（3）与RC 型检测阻抗不同的是LCR 型检测阻抗频谱中幅值较大的谐波分量都集中在ωd 附近。

因此，只要选用包括ωd 在内而频带不必很宽的放大器就可以得到被测信号中的大部分能量，从而获得足够高的测量灵敏度。

（4）从v C 的表达式和(4.7)可以看出，灵敏度最大的条件为C d ≈0及C k >>C d 。

故设计者应考虑尽最减小输入电容C d ；用户使用时应尽可能采用较大的耦合电容C k 。

图4.6 接RC 检测阻抗的测试回路
4.2.3 检测回路的脉冲分辨时间
脉冲分辨时间是指检测系统输出的两个相继脉冲之间由于波形重叠而造成的脉冲幅值误差不超过10%时的最小时间间隔。

放电脉冲在检测回路中造成检测阻抗输出脉冲波形重叠而引起的误差与检测阻抗的特性有紧密关系。

1、 RC 型检测阻抗
由前可知，RC 型检测阻抗对局部放电脉冲的响应电压波是呈指数式衰减的单向脉冲波形，如果脉冲发生重叠，其结果总是相加。

由（4.3）和（4.5）可知，检测回路的衰减常数d α决定了波形衰减的快慢，是决定分辨时间的主要因素。

为了使脉冲能充分分辨，脉冲必须经过约三倍的时间常数间隔在出现另一脉冲，故脉冲分辨时间为
t d d R C R t 3/3==α （4.10）
2、 RCL 型检测阻抗
由图4.7可以看到，RCL 型检测阻抗上的波形是衰减的振荡波，当脉冲叠加时，其结果可能增大，也可能减小。

同样为了使脉冲能充分分辨，脉冲分辨时间应该满足
t d d R C R t 6/3==α （4.11）
4.3 放电量的校正
4.3.1 放电量校正的原理
在局部放电的电测法中，如果未经放电量的校正，就无法知道检测仪的显示器上所显示的放电脉冲的幅值代表试品的多少放电量。

电测法局部放电检测系统的定量校正是根据视在放电量的定义，如果定量校正试品x C 产生的局部放电量，可以用幅值为0U 的方波电压源串联小电容0C 组成人工模拟支路并将产生的放电量0q 注入与x C 两端，此注入的电荷量为000C U q =，这时在局部放电检测仪的显示器上可测得脉冲高度0H ，则放电量的分度系数为
000H q K = （4.12）
经过校正后，应保持检测系统连接回路不变以及系统的放大倍数等其它参数都不改变，即保持检测系统分度系数不变。

曲调校正用的人工模拟支路后，对试品按试验规程施加试验电压。

lg ω
u d (ω)
（a ） （b ）
图4.7 LCR 检测阻抗上的（a ）电压波形及（b ）电压的频谱示意图
当试品产生放电时，在显示器上读得的脉冲高度为H ，则试品的视在放电量为
H K q 0= （4.13）
国家标准GB7354-87《局部放电测量》推荐了直接法和平衡法测量回路的直接校正电路，如图 所示。

如果将人工模拟支路产生的放电量0q 注入检测阻抗d Z 两端称为间接校正，采用间接校正方法得到的分度系数进行放电量标定时，实际的放电量是分度系数0K 、回路衰减系数l K 以及脉冲高度H 三者的乘积，其中回路衰减系数l K 通常以测量方式求得，其方法是：采用间接校正回路测得分度系数K ，采用直接校正回路测得分度系数K '，则
K K K l /'= 且 1>l K （4.14）
（a ）并联法直接校正回路 （b ）串联法直接校正回路 （c ）平衡法直接校正回路
图4.8 直接校正回路示意图
4.3.2 校正脉冲的特性对定量校正的影响
一、校正脉冲上升时间的影响
校正脉冲的电压波形应与实际局部放电所产生的脉冲电压波形相似，在测量中才会产生很大的误差。

从4.3节的分析可以看出，当局部放电产生的脉冲电压上升时间f τ和检测阻抗的时间常数可以相比时，检测阻抗两端电压的幅值与脉冲电压的上升速度有关。

如果校正脉冲上升时间越大，RC 检测阻抗两端的电压幅值就越小，使检测仪显示器上显示的脉冲高度越低，此时分度系数会偏大。

对于LCR 检测阻抗，当校正脉冲的上升时间远小于检测阻抗输出脉冲电压d u 的振荡周期的1/4时，校正脉冲的上升时间对d u 幅值没有影响；反之，校正脉冲尚未上升到最大值而d u 已过峰值，因此d u 的幅值变小，则检测仪显示器显示的脉冲高度变低，分度系数偏大。

而且，随着f τ的增大，d u 幅值就会更加偏大。

一般认为，当f τ小于d u 振荡周期的1/25时，校正脉冲的上升时间的影响可以忽略。

为了模拟实际局部放电，校正脉冲的上升时间最好取0.01s μ（大约是气隙放电的上升时间）。

但是校正脉冲上升时间太快时容易造成寄生振荡（由于杂散电容和寄生电感的存在），因此，现行的标准规定校正脉冲的上升时间s f μτ1.0≤。

二、正脉冲衰减时间的影响
校正脉冲衰减时间也称为持续时间，它对检测系统的分度系数的影响正好与校正脉冲上升时间的影响相反。

如果校正脉冲衰减很快，则相当于用相继出现的一个正脉冲和一个负脉冲对检测系统进行校正，如果两个脉冲的时间间隔小于检测回路的脉冲分辨时间，就会产生
误差。

对于采用RC 检测阻抗的检测回路，正脉冲和负脉冲引起检测阻抗输出波形的叠加将会引起检测阻抗输出电压d u 幅值降低，从而造成校正得到的分度系数偏大；而对于采用RCL 检测阻抗的检测回路，分度系数误差的正负需由具体参数而定。

一般来说，只要衰减时间大于0.1ms ，对于大部分检测系统造成的相对偏差可以忽略。

三、正脉冲发生器的内阻的影响
校正脉冲发生器的内阻0R 将使输出信号的上升速度降低，并产生校正误差。

因此，在设计校正脉冲发生器时，可以参照内阻0R 选择的实用公式
)9ln (03.000C R f τ≤ （4.15）
四、杂散电容对校正的影响
1、高压端杂散电容对校正的影响
当对图 所示的直接法和平衡法测量回路作间接校正时，高压端对地的杂散电容s C 会影响回路衰减系数。

（a ）并联法间接校正回路 （b ）串联法间接校正回路 （c ）平衡法间接校正回路
图4.8 间接校正回路示意图
当s C 可以忽略时，图 中三种接线方式的回路衰减系数为
k x l C C K /1+= （4.16）
如果s C 不能忽略，直接法串联接线时的回路衰减系数为
k s x l C C C K /)(1++= （4.17）
直接法并联联接线时的回路衰减系数为
)/(1s k x l C C C K ++= （4.18）
平衡法接线时，s C 在“桥路”的对角线上，当调节平衡时，对回路的测量无影响。

由于s C 的存在，如果采用间接校正电路，则每当试验回路改接高压引线后就应该重新测量回路衰减系数。

2、校正脉冲引出线杂散电容对校正的影响
在校正脉冲从检测阻抗两端注入时，由于测试过程中并不去掉校正电路，故可不考虑校正脉冲发生器输出端的杂散电容。

但如果杂散电容增大会使脉冲上升时间增大，从而使测得的分度系数偏大。

为了降低杂散电容的影响，应该尽量缩短校正脉冲发生器到高压端的连线的长度，注入电容0C 可装在匹配盒内，与校正脉冲发生器用屏蔽电缆连接，这样，0C 可以延伸到尽量靠近试品高压端。

超小型校正脉冲发生器的注入电容一般装在发生器盒子里。

k
五、注入电容0C 值的合理选择
由于受到校正脉冲发生器连线杂散电容的影响，0C 的最小值应不小于10pF ；0C 的最大值受到校正脉冲发生器内阻限制，其值应该不大于100pF 。

同时对于直接校正电路，应该满足
)(1.00m
k m k k C C C C C C ++< （4.19） 其中m C 是检测阻抗两端的等值电容。

4.4 测量中的干扰问题
在局部放电测试中，往往由于外部干扰信号的影响，而使测试结果产生误判断，或者使测试工作根本无法进行下去。

尤其对从事局部放电测试工作经验不多的人，更容易引起误判断。

因此，在局部放电测试技术中，消除外部干扰成为一项很重要的技术内容。

4.4.1 灵敏度、信噪比和最小检测量
研究局部放电测量技术的目的是为了有效准确地测量目的信号，即局部放电信号，并消除噪声对局部放电信号测量产生的不良影响，即消除干扰。

要对局部放电测量技术作出评价，必须准确区分灵敏度、信噪比和最小检测量的概念。

灵敏度是指仪器或检测系统在没有外来干扰的条件下，能读取的最小被测量值。

它表明了检测系统最小可测量，它取决于各检测单元(包括检测阻抗、放大器、指示仪表等)的最小可测量。

提高检测系统的灵敏度，就是降低各检测单元的最小可测量。

噪声水平的高低影响着实际测量的效果，只有信号明显高于噪声水平时，才能得到满意的测量结果。

信噪比是信号幅值与噪声幅值的比值，可以用来衡量噪声条件下，信号高于噪声的显著程度。

信噪比没有量纲，它与灵敏度没有直接关系。

在有噪声的条件下，对微弱信号进行测量时，常用最小检测量的概念来衡量测量系统的性能，在局部放电测量中通常以最小检测量作为检测系统的实际灵敏度，它应该是背景噪声的两倍，即信噪比为2时所能测得的最低放电量的极限值。

在GB ·7354-87《局部放电测量》中对此作了规定，以使局部放电测量具有足够的准确度。

国家标准同时还规定，当时设备验收试验规定的局部放电量较低时，例如小于10pC ，背景噪声可以允许达到100%规定值。

(a) (b)
图4.9 背景噪声与信号脉冲的叠加，(a) 信噪比为2，(b) 信噪比为1
4.4.2 干扰源及干扰图谱
一、干扰源
外来干扰源虽有多种多样，但归纳起来不外乎有两大类：一类是与电源无关的干扰，另
一类是与电源有关的干扰。

与电源无关的干扰，它不随电源电压的升高或降低而变化。

它产生于：电气开关的开闭操作、电焊起弧、吊车开动、整流电机的电刷、闪光灯、无线电电磁波以及各种工业干扰等等。

这些干扰通过电源、测试回路和地线等途径侵入进来。

这类干扰可以在线路不带电的情况下用示波器来观察其波形特征，作为局部放电测量时区分外来干扰的依据。

而且，这类与电源无关的干扰，其波形特征与其干扰源有关，其中多是突发性的干扰，在示波器上可以看到时有时无的干扰波形，同时也无一定的相位关系，其波形特征与绝缘内部的局部放电也不尽相同，而有些干扰波形连续清晰而明亮。

与电源有关的干扰一般随电源电压的增加而变大。

它可由试区内各个部分产生。

例如：试验变压器、高压引线、试品端部、高压线路接触不良、高压试区的绝缘物体与地线(或接地金属物)接触、试区内金属物体接地不良、以及其它物体的感应放电等等。

与电源电压有关的干扰的侵入途径，可以通过电源、高压导线、空间和地线侵入到测试回路内。

这类，可在线路未接试品以前，接一个不发生放电的电容器(或标准电容器或已知不放电的其它试品)以代替试品，然后线路上至少加一试品所应加的试验电压(一般应高于这个电压值)，用示波器来观察是否出现这类放电干扰，以便采取对策。

放电实在消除不了，可根据这类放电波形和集体波形形态的特征，作为试验时区分内外放电的依据。

这类干扰的波形特征，也不尽相同，但都有一定的相位关系，多数正、负极性上的波形不对称。

二、几种典型的干扰图谱
典型的干扰图谱见表4.1所示。

表4.1 几种典型的干扰图谱
干扰源图形说明
高压尖端对接地板电晕放电在负极性峰值开始出现放电脉冲；随电压升高，脉冲数量增多，幅值不变；电压升得过高时，正极性峰值处会出现幅值很高的放电脉冲
接地尖端对高压板电晕放电在正极性峰值开始出现放电脉冲；随电压升高，脉冲数量增多，幅值不变；电压升得过高时，负极性峰值处会出现幅值很高的放电脉冲
高压尖端对接地板，其间有绝缘屏障起始放电图形同序号1，但幅值较小，电压稍升高后，在正极性会出现幅值较高，数量不多的大脉冲
接地尖端对高压板，其间有绝缘屏障起始放电图形同序号2，但幅值较小，电压稍升高后，在负极性会出现幅值较高，数量不多的大脉冲
接触不良不规则脉冲，对称分布于电压零值两侧，在峰
值处为零，电压升高时噪声所占范围增加
悬浮电位引起的放电幅值相同，间隔相等的脉冲，有时成对出现(由视觉余辉造成)。

幅值不随电压升高
磁饱和引起的谐波效应；电抗器气隙不紧造成振动效应完全对称的频率较低的振荡，正负半周完成对称。

随电压升高逐渐增加幅值，波形特征不变
荧光灯干扰有规则的脉冲群，只有当距离很近的耦合才出
现
通讯设备干扰信号与所加电压无关。

等幅的间歇调制正弦波
或调幅正弦波
晶闸管整流设备干扰固定幅值、固定位置的强干扰脉冲，间隔取决于整流设备的相数
4.4.3消除干扰的方法
一、消除与电源无关的干扰方法
调压器隔离变压器
开关
滤波器
T 阻波器
C x
Z
图4.10 电源侧的防干扰措施
应从电源、空间、接地方式等几个方面采取措施。

为了消除空间电磁波的干扰，应将试验室加以六面屏蔽，由于我国省级广播电台的发射功率较大，一般在电台所在地区的空间场强在100分贝(dB)左右，这在试验室屏蔽上，既要考虑所需的屏蔽效果，还要考虑屏蔽的造价。

而对那些由空间而来的较大的突发性干扰，不必强调对其完全屏蔽掉，因为它是容易区分的。

若过分强调对突发性干扰完全屏蔽掉，不得不使屏蔽效果提高，而造成不必要的浪费。

对于由电源侵入的干扰，一般在电源进口处加隔离变压器和滤波装置。

对由空间和电源侵入的干扰，尚可对放大器采取适当的频带宽度来进行限制。

消除由接地网来的干扰，应采取一点接
局部放电及其测量
地方式。

消除与电源电压无关的干扰，除了对试验室屏蔽外，在线路上应采取的抗干扰措施可与图4.10所示。

二、消除与电源有关的干扰措施
可将高压导线加粗(用较粗的蛇皮管、薄铁皮圆筒或铝筒)；对被试品端部加防晕罩；试区内各地线和金属物应良好接地；试区内的绝缘物体严禁与金属接地体接触；在高压线下部地面上不应有螺钉、地线头等金属物体。

设计防晕导线(高压引线)和防晕罩时的最大场强可按20max <E kV/cm(有效值)设计，在20kV/cm 以下的场强即可保证高压带电部位不会出现电晕放电(因空气的起晕场强为30kV/cm(峰值))。

1、 防晕导线的设计
防晕导线可按“圆柱与平板平行”的计算公式设计，如图4.11所示，其最大场强max E 为 20ln 109max <+=r d r r u E （kV/cm ） （4.20）
式中u 为圆柱与平板之间的电压（kV ），r 为圆柱的半径（cm ），d 为圆柱与平板之间的距离（cm ）。

图4.11 圆柱-平板示意图
2、防晕罩的设计
防晕罩可按“球对板”的公式来设计，如图4.12所示，其最大场强max E 为 2010)(9max <+=dr d r u E (kV/cm) （4.21) 式中u 为球与板之间的电压(kV)，d 为球与平板之间的距离(cm)，r 为球的半径 (cm)。

图4.12 球-平板示意图 图4.13 镘头形屏蔽罩
r 1
r 2
防晕罩通常设计成为镘头形，如图4.13所示。

上部半径的1r 可按(4.21)计算；下部2r 可按“弧立圆环”的最大场强来估算校核，如图4.13所示，最大场强max E 为
208ln )8ln 21(max <+
=r R r r R R r u E (kV/cm) （4.22）
式中u 为弧立圆环上的电压(kV)，r 为环筒半径(cm)，R 为环筒中心线到圆环中心线的半径(cm)。

为了连线方便，有时将防晕罩设计成双环形，如图4.14所示。

其最大场强(4.22)来估算。

图4.13 弧立圆环 图4.14 双环屏蔽罩
r
R
R r。