300Mbit_s光接收机灵敏度估算
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在提高接收机灵敏度方面 ,却大有潜力可挖 。量子极限作为理想光检测器的极限灵敏度 ,在实际 应用中 ,大多数接收机的灵敏度比量子极限差了 20 dB 左右 。为了增加通信距离 ,大家更愿意通过提 高灵敏度这一途径 。对接收机灵敏度的研究集中在探测器 、前置放大器 、均衡及接收信号波形等几个 方面 。其中在前置放大器的选择方面 ,互阻抗类的前置放大器因其诸多优点而被广泛采用 。
流光本身所具有的光功率时 ,光接收机灵敏度的计算式应为 :
P=
P′+
Pdc
=
1 1
+- ρρP′
(17)
3 灵敏度仿真与分析
在仿真的过程中做了以下假设 :对散弹噪声作高斯近似 ; 判决时刻假设 Ns 最大 (最坏情况) ; Q 选取时假设 0 ,1 码等概出现 ;APD 始终处于最佳状态 (仿真程序中是通过迭代实现的) 。
50 ×10 - 9
C309021S 0. 02 77 1. 6 0. 3
15 ×10 - 9
SL IK 0. 002
90 0. 25 0. 18 1. 02 ×10 - 12
上表中的参数 ,部分来源于公布的元器件的典型值 , 部分是通过推导获得的 。SLIK 的过剩噪声 指数 x 是根据公式 : MX = KM + (1 - K) (2 - 1/ M) 获得的 ; SLIK的暗电流是根据其体暗电流密度 20 ℃ 时 10fA/ mm2 与其总面积的乘积获得的 。
仿真时采用的参数 :输入波形为高斯波形α= 0. 2 ;滚降系数β= 0. 5 ;偏置电阻 Rb = 100k ;系统带 宽 f b = 0. 75 3 B ;噪声带宽 1. 22 3 f b 。
仿真采用的前置放大器 NE20200 参数 :
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空间电子技术 2004 年第 2 期
+
I′5 +
1 r′1
(15)
I′5 = ∑′1 - I1
(16)
∑′1 的物理意义 :全 1 码流中的全部 1 码以及暗电流和直流光功率 ,对判决时刻产生的倍增噪声
影响 ; I′5 的物理意义 :计及暗电流和直流光影响时 ,除判决时刻之外的全部 1 码对判决时刻产生的倍 增噪声影响 。
在式 (13) 中 ,计及了 N d 和 N dc的影响 ,但未包括直流光本身所具有的光功率 。因此 , 当考虑到直
Ns = qR0 g2 + x E0 I1 + Em ∑1 - I1
(1)
前置放大器的噪声可表示为[3 ][4 ][5 ] :
NA
=
(4 KT Rb
+
4 KT) Rf
I2 fb
+
2
qIgate
I2 fb
+
(2πcT) 2
4
KgTΓm eqf c
If
f
2 b
+
(2πcT) 2
4 KTΓeq I3
gm
f
如果 hp ( t) 是接收脉冲的波形 , hbf ( t) 是偏置电路及反馈的脉冲响应 , heq ( t) 是均衡器的脉冲响 应 ,则均衡器的输出可表示为 :
HOUT ( f ) = R0 GHp ( f ) HBf Heq ( f )
(3)
在对数字光接收机的输出函数的归一化处理要求中 ,为使其输出波形在判决时刻的瞬时值最大 ,
对于 C30817E、C309021S、SLIK 这三种 APD ,在采用相同的前置放大器 、在不同消光比 (误码率 10 - 9) 时的灵敏度如图 2 所示 。
图 2 不同 APD、不同消光比时的灵敏度
图 3 给出 APD C309021S ,前置放大器 NE20200 在不同误码率 、不同消光比时的灵敏度曲线 。 从图 3 及仿真结果可以获得如下结论 : ①APD 对 接 收 机 灵 敏 度 起 着 关 键 的 作 用 。在 误 码 率 为 10 - 9 、消 光 比 0. 05 时 , C309021S 较
其它条件不变时 ,因暗电流的减小而对灵敏度的提高是 5145dB ; 电离系数 K :SLIK较 C309021S 在其它条件不变时 ,因 K 的减小而对灵敏度的提高是 1166dB ; 量子效率 :SLIK较 C309021S 在其它条件不变时 ,因量子效率的提高而对灵敏度的提高是 018dB ; 结电容 C :C309021S 较 C30817E 因结电容的减小而对灵敏度的提高 (间接) 是 0. 056 dB ; SLIK 较
空间电子技术
2004 年第 2 期
SPACE EL ECTRONIC TECHNOLO GY
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300Mbit/ s 光接收机灵敏度估算
徐争放 陈文新
(西安空间无线电技术研究所 ,西安 710000)
摘 要 文中给出 300Mbit/ s APD 光接收机的原理模型并对互阻抗结构的 APD 光接收 机灵敏度计算给出简单的理论推导 。从仿真计算结果可以看出由于关键器件 APD 的差异 而对接收机灵敏度产生的巨大影响 ;对于具体的 APD 参数 ,暗电流和电离系数对灵敏度的 影响是最主要的 ;另外 ,仿真给出消光比不同 、误码率要求不同时对光接收机灵敏度产生的 影响 。希望这些仿真结果能对 APD 光接收机的工程实现有所帮助 。
而在邻近其它码元的判决时刻幅度为零 , 没有码间干扰 , 其输出函数是升余弦频谱时可以做到这一
点 。为了获得合适的均衡效果 ,系统必须选择合适的滚降系数β(在下面的仿真中要用到) 。
散弹噪声具有泊松分布的特征[6] 。但以 Personnic 的高斯近似方法对散弹噪声作高斯近似后 ,其
结果和实测值的差异非常小[7] , 高斯近似方法和别的方法相比要简洁得多 。如果对散弹噪声作高斯
为:
式中 ,
P′=
fb 2
Em
=
fb 2 R0
2
Q1
+ +
x
x q1
1 +
x
xNA 2 (1 +
x)
x
r′12 (1 + x)
2+ x
r2′1 + x
(13)
r′1 =
∑′1 + I′5 +
(
∑′1 +
Fra Baidu bibliotek
I′5)
2
+
16 x2
(1
+
x)
∑′1 I′5
2 ∑′1 I′5
(14)
r′2 =
∑′1 +
1 r′1
跨导 gm = 50ms ;漏电流 IA = 35nA ;极间电容 0. 22pF ;噪声系数Γ = 1. 7 。 仿真采用的 APD 参数如表 1[8]所示 。
表 1 APD 参数
电离系数 k 量子效率 结电容 ( PF) 过剩噪声指数 x 暗电流 ( A)
C30817E 0. 02 70 2 0. 32
(8)
计及暗电流和直流光时的 APD 倍增噪声总平均功率为 :
N′s = Ns + N dc + N d = qR0 g2 + x E0 I1 + Em ∑1 - I1 + qR0 Tbg2 + x PdcI2 + qTbg2 + xIdI2
(9)
为了统一处理暗电流与直流光的影响 , 引入消光比ρ:全“0”的平均光功率 P0/ 全“1”的平均光功
=
1 2
Pe
(4)
BER =
1 2
3
1 - erf
Q 2
(5)
这里定义参数 :
Q=
( Vth - boff ) δ2off
=
( bon - Vth) δ2on
(6)
2004 年第 2 期 徐争放等 :300Mbit/ s 光接收机灵敏度估算
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2. 2 计及暗电流和直流光时的数字光接收机灵敏度
在无线激光通信领域 , 光波段的选择主要 集 中 在 830nm～ 870nm、950nm～ 980nm、1064nm 和 1550nm 等几个波段 。在发射功率超过 1W 的时候 ,实际可用的发射机会受到各种因素的制约 ,这些主 要制约因素包括 :调制速率 、光斑质量 、耦合效率 、散热以及器件寿命等 。总之 ,在通信上可用的光器 件发射功率达到一定程度时 ,要增加 2dB 或 3dB 的发射功率确非易事 。
近似 ,假设 1 脉冲的均值和方差分别为 bon和δ2on ,0 脉冲的均值和方差分别为 boff和δ2off ;设置判决阀值
电压 Vth ;假设数据流中 1 和 0 有相同的数目 ,在 1 和 0 有相同误码概率的情况下 ,可以获得 Q 参数和
误码率的关系 :
P0 ( Vth)
=
P1 ( Vth)
暗电流在 APD 输出端产生的倍增噪声经光接收机放大和均衡后 ,在判决点上的平均功率为 :
N d = qTbg2 + xIdI2
(7)
功率为 Pdc的直流光在 APD 输出端产生一次光电流 Idc , Idc在 APD 输出端的倍增噪声经光接收机 放大和均衡后 ,在判决点上 ,平均功率为 :
N dc = qR0 Tbg2 + x PdcI2
主题词 光接收机 APD 消光比 灵敏度 误码率
1 前 言
光通信以其无与伦比的信息传输速率而备受关注 ,在其众多的研究领域中 ,通信距离是重点之 一 。虽然对不同的应用领域 ,光通信距离的增加有着不同的制约因素 ,但发射机的发射功率和接收机 的接收灵敏度一直是研究的重点 。特别是在无线激光通信领域 ,在保证通信质量和信息速率的前提 下 ,增加通信距离的最直接的方法是增加发射功率 ,提高接收灵敏度 。
收稿日期 :2004 - 04 - 15 收修改稿日期 :2004 - 05 - 09
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空间电子技术 2004 年第 2 期
图 1 互阻抗接收机的等效电路
图 1 中 p ( t) 是接收光功率 , hp ( t) 是接收脉冲的波形 , cd 是光电二极管结电容 , Rb 是检测器偏置
电阻 , if ( t) 代表它和反馈电阻产生的热电流 。放大器部分采用 In - En 模型 ,其输入阻抗用电阻 Ra 和
电容 ca 并联表示 ,其噪声源包括两部分噪声电流源 ia ( t) 和输入噪声电压源 ea ( t) 。
光接收机的噪声包括两大部分 :探测器噪声和放大器噪声 。
APD 探测器噪声可表示为[2] :
3 b
(2)
以上放大器噪声包括负载电阻产生的热噪声 、漏电流噪声 、FET 跨导噪声以及 1/ f ,其中前两项起
决定作用 。
在 (1) 、(2) 式中 , I1 、I2 、I3 、Σ1 代表波形参数 ; Em 判决时刻为“1”码 , E0 判决时刻脉冲码元能量可 为“0”或“1”; g 为 APD 倍增增益平均值 ; x 为过剩噪声指数 ; gm 为 FET 跨导 ;Γeq为放大器噪声系数 。
2004 年第 2 期 徐争放等 :300Mbit/ s 光接收机灵敏度估算
39
面解决 :一方面减小发射机的消光比 ,另一方面减小背景光功率 。
图 3 APD C309021S 在不同误码率 、不同消光比时的灵敏度
③在仿真时 ,我们计算了具体各参数对灵敏度的影响情况 : 暗电流 :C309021S 较 C30817E 因暗电流的减小而对灵敏度的提高是 1. 82dB ;SLIK 较 C309021S 在
C30817E 提高 2dB ,而 SLIK较 C30817E 提高 8. 4dB 。另外 ,仿真计算时发现 ,APD 中对灵敏度有较大影 响的 3 个参数是量子效率 、暗电流和电离系数 K ,其中暗电流和电离系数 K 对灵敏度造成的影响最 大。
②误码率和消光比对灵敏度的影响在图 3 中也反映得非常清楚 ,即消光比越高 ,接收机灵敏度越 低 ;接收机误码率的要求越高 ,接收机的灵敏度越低 。在此特别指出的是仿真时的消光比不是发射机 的消光比 ,而是在接收端包括所有直流光时定义的消光比 。在这个意义上 ,要减小消光比必须从两方
本文将通过不同的 APD 器件和互阻抗前置放大器的组合来估算 300Mbit/ s 接收机的灵敏度及影 响灵敏度的主要因素 。
2 接收机电路和性能分析
2. 1 接收机等效电路 光接收机的前置放大器大致分为三类 :低阻抗 、高阻抗和互阻抗前置放大器 。互阻抗的放大结构
因其较高的灵敏度 、短的检测时间常数 、大的动态范围 、稳定的系统性能等优点而被广泛采用 。图 1 是典型的互阻抗光接收机原理图 ,其中放大器部分采用 In - En 模型[1] 。
率 P1 。直流光与消光比ρ的关系可表示如下 :
ρ
Pdc = P0 = 1 - ρEmf b
(10)
引入另一个参数 :
δ=
1
ρ - ρTb
+
Id R0 Em
Tb
(11)
N′s = qR0 g2 + x E0 I1 + Em ∑1 - δI2 - I1
(12)
在 0 ,1 码等概出现这一非常接近实际的假设下 , 处于最佳状态的 APD 光接收机灵敏度可表示
流光本身所具有的光功率时 ,光接收机灵敏度的计算式应为 :
P=
P′+
Pdc
=
1 1
+- ρρP′
(17)
3 灵敏度仿真与分析
在仿真的过程中做了以下假设 :对散弹噪声作高斯近似 ; 判决时刻假设 Ns 最大 (最坏情况) ; Q 选取时假设 0 ,1 码等概出现 ;APD 始终处于最佳状态 (仿真程序中是通过迭代实现的) 。
50 ×10 - 9
C309021S 0. 02 77 1. 6 0. 3
15 ×10 - 9
SL IK 0. 002
90 0. 25 0. 18 1. 02 ×10 - 12
上表中的参数 ,部分来源于公布的元器件的典型值 , 部分是通过推导获得的 。SLIK 的过剩噪声 指数 x 是根据公式 : MX = KM + (1 - K) (2 - 1/ M) 获得的 ; SLIK的暗电流是根据其体暗电流密度 20 ℃ 时 10fA/ mm2 与其总面积的乘积获得的 。
仿真时采用的参数 :输入波形为高斯波形α= 0. 2 ;滚降系数β= 0. 5 ;偏置电阻 Rb = 100k ;系统带 宽 f b = 0. 75 3 B ;噪声带宽 1. 22 3 f b 。
仿真采用的前置放大器 NE20200 参数 :
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+
I′5 +
1 r′1
(15)
I′5 = ∑′1 - I1
(16)
∑′1 的物理意义 :全 1 码流中的全部 1 码以及暗电流和直流光功率 ,对判决时刻产生的倍增噪声
影响 ; I′5 的物理意义 :计及暗电流和直流光影响时 ,除判决时刻之外的全部 1 码对判决时刻产生的倍 增噪声影响 。
在式 (13) 中 ,计及了 N d 和 N dc的影响 ,但未包括直流光本身所具有的光功率 。因此 , 当考虑到直
Ns = qR0 g2 + x E0 I1 + Em ∑1 - I1
(1)
前置放大器的噪声可表示为[3 ][4 ][5 ] :
NA
=
(4 KT Rb
+
4 KT) Rf
I2 fb
+
2
qIgate
I2 fb
+
(2πcT) 2
4
KgTΓm eqf c
If
f
2 b
+
(2πcT) 2
4 KTΓeq I3
gm
f
如果 hp ( t) 是接收脉冲的波形 , hbf ( t) 是偏置电路及反馈的脉冲响应 , heq ( t) 是均衡器的脉冲响 应 ,则均衡器的输出可表示为 :
HOUT ( f ) = R0 GHp ( f ) HBf Heq ( f )
(3)
在对数字光接收机的输出函数的归一化处理要求中 ,为使其输出波形在判决时刻的瞬时值最大 ,
对于 C30817E、C309021S、SLIK 这三种 APD ,在采用相同的前置放大器 、在不同消光比 (误码率 10 - 9) 时的灵敏度如图 2 所示 。
图 2 不同 APD、不同消光比时的灵敏度
图 3 给出 APD C309021S ,前置放大器 NE20200 在不同误码率 、不同消光比时的灵敏度曲线 。 从图 3 及仿真结果可以获得如下结论 : ①APD 对 接 收 机 灵 敏 度 起 着 关 键 的 作 用 。在 误 码 率 为 10 - 9 、消 光 比 0. 05 时 , C309021S 较
其它条件不变时 ,因暗电流的减小而对灵敏度的提高是 5145dB ; 电离系数 K :SLIK较 C309021S 在其它条件不变时 ,因 K 的减小而对灵敏度的提高是 1166dB ; 量子效率 :SLIK较 C309021S 在其它条件不变时 ,因量子效率的提高而对灵敏度的提高是 018dB ; 结电容 C :C309021S 较 C30817E 因结电容的减小而对灵敏度的提高 (间接) 是 0. 056 dB ; SLIK 较
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300Mbit/ s 光接收机灵敏度估算
徐争放 陈文新
(西安空间无线电技术研究所 ,西安 710000)
摘 要 文中给出 300Mbit/ s APD 光接收机的原理模型并对互阻抗结构的 APD 光接收 机灵敏度计算给出简单的理论推导 。从仿真计算结果可以看出由于关键器件 APD 的差异 而对接收机灵敏度产生的巨大影响 ;对于具体的 APD 参数 ,暗电流和电离系数对灵敏度的 影响是最主要的 ;另外 ,仿真给出消光比不同 、误码率要求不同时对光接收机灵敏度产生的 影响 。希望这些仿真结果能对 APD 光接收机的工程实现有所帮助 。
而在邻近其它码元的判决时刻幅度为零 , 没有码间干扰 , 其输出函数是升余弦频谱时可以做到这一
点 。为了获得合适的均衡效果 ,系统必须选择合适的滚降系数β(在下面的仿真中要用到) 。
散弹噪声具有泊松分布的特征[6] 。但以 Personnic 的高斯近似方法对散弹噪声作高斯近似后 ,其
结果和实测值的差异非常小[7] , 高斯近似方法和别的方法相比要简洁得多 。如果对散弹噪声作高斯
为:
式中 ,
P′=
fb 2
Em
=
fb 2 R0
2
Q1
+ +
x
x q1
1 +
x
xNA 2 (1 +
x)
x
r′12 (1 + x)
2+ x
r2′1 + x
(13)
r′1 =
∑′1 + I′5 +
(
∑′1 +
Fra Baidu bibliotek
I′5)
2
+
16 x2
(1
+
x)
∑′1 I′5
2 ∑′1 I′5
(14)
r′2 =
∑′1 +
1 r′1
跨导 gm = 50ms ;漏电流 IA = 35nA ;极间电容 0. 22pF ;噪声系数Γ = 1. 7 。 仿真采用的 APD 参数如表 1[8]所示 。
表 1 APD 参数
电离系数 k 量子效率 结电容 ( PF) 过剩噪声指数 x 暗电流 ( A)
C30817E 0. 02 70 2 0. 32
(8)
计及暗电流和直流光时的 APD 倍增噪声总平均功率为 :
N′s = Ns + N dc + N d = qR0 g2 + x E0 I1 + Em ∑1 - I1 + qR0 Tbg2 + x PdcI2 + qTbg2 + xIdI2
(9)
为了统一处理暗电流与直流光的影响 , 引入消光比ρ:全“0”的平均光功率 P0/ 全“1”的平均光功
=
1 2
Pe
(4)
BER =
1 2
3
1 - erf
Q 2
(5)
这里定义参数 :
Q=
( Vth - boff ) δ2off
=
( bon - Vth) δ2on
(6)
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2. 2 计及暗电流和直流光时的数字光接收机灵敏度
在无线激光通信领域 , 光波段的选择主要 集 中 在 830nm～ 870nm、950nm～ 980nm、1064nm 和 1550nm 等几个波段 。在发射功率超过 1W 的时候 ,实际可用的发射机会受到各种因素的制约 ,这些主 要制约因素包括 :调制速率 、光斑质量 、耦合效率 、散热以及器件寿命等 。总之 ,在通信上可用的光器 件发射功率达到一定程度时 ,要增加 2dB 或 3dB 的发射功率确非易事 。
近似 ,假设 1 脉冲的均值和方差分别为 bon和δ2on ,0 脉冲的均值和方差分别为 boff和δ2off ;设置判决阀值
电压 Vth ;假设数据流中 1 和 0 有相同的数目 ,在 1 和 0 有相同误码概率的情况下 ,可以获得 Q 参数和
误码率的关系 :
P0 ( Vth)
=
P1 ( Vth)
暗电流在 APD 输出端产生的倍增噪声经光接收机放大和均衡后 ,在判决点上的平均功率为 :
N d = qTbg2 + xIdI2
(7)
功率为 Pdc的直流光在 APD 输出端产生一次光电流 Idc , Idc在 APD 输出端的倍增噪声经光接收机 放大和均衡后 ,在判决点上 ,平均功率为 :
N dc = qR0 Tbg2 + x PdcI2
主题词 光接收机 APD 消光比 灵敏度 误码率
1 前 言
光通信以其无与伦比的信息传输速率而备受关注 ,在其众多的研究领域中 ,通信距离是重点之 一 。虽然对不同的应用领域 ,光通信距离的增加有着不同的制约因素 ,但发射机的发射功率和接收机 的接收灵敏度一直是研究的重点 。特别是在无线激光通信领域 ,在保证通信质量和信息速率的前提 下 ,增加通信距离的最直接的方法是增加发射功率 ,提高接收灵敏度 。
收稿日期 :2004 - 04 - 15 收修改稿日期 :2004 - 05 - 09
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图 1 互阻抗接收机的等效电路
图 1 中 p ( t) 是接收光功率 , hp ( t) 是接收脉冲的波形 , cd 是光电二极管结电容 , Rb 是检测器偏置
电阻 , if ( t) 代表它和反馈电阻产生的热电流 。放大器部分采用 In - En 模型 ,其输入阻抗用电阻 Ra 和
电容 ca 并联表示 ,其噪声源包括两部分噪声电流源 ia ( t) 和输入噪声电压源 ea ( t) 。
光接收机的噪声包括两大部分 :探测器噪声和放大器噪声 。
APD 探测器噪声可表示为[2] :
3 b
(2)
以上放大器噪声包括负载电阻产生的热噪声 、漏电流噪声 、FET 跨导噪声以及 1/ f ,其中前两项起
决定作用 。
在 (1) 、(2) 式中 , I1 、I2 、I3 、Σ1 代表波形参数 ; Em 判决时刻为“1”码 , E0 判决时刻脉冲码元能量可 为“0”或“1”; g 为 APD 倍增增益平均值 ; x 为过剩噪声指数 ; gm 为 FET 跨导 ;Γeq为放大器噪声系数 。
2004 年第 2 期 徐争放等 :300Mbit/ s 光接收机灵敏度估算
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面解决 :一方面减小发射机的消光比 ,另一方面减小背景光功率 。
图 3 APD C309021S 在不同误码率 、不同消光比时的灵敏度
③在仿真时 ,我们计算了具体各参数对灵敏度的影响情况 : 暗电流 :C309021S 较 C30817E 因暗电流的减小而对灵敏度的提高是 1. 82dB ;SLIK 较 C309021S 在
C30817E 提高 2dB ,而 SLIK较 C30817E 提高 8. 4dB 。另外 ,仿真计算时发现 ,APD 中对灵敏度有较大影 响的 3 个参数是量子效率 、暗电流和电离系数 K ,其中暗电流和电离系数 K 对灵敏度造成的影响最 大。
②误码率和消光比对灵敏度的影响在图 3 中也反映得非常清楚 ,即消光比越高 ,接收机灵敏度越 低 ;接收机误码率的要求越高 ,接收机的灵敏度越低 。在此特别指出的是仿真时的消光比不是发射机 的消光比 ,而是在接收端包括所有直流光时定义的消光比 。在这个意义上 ,要减小消光比必须从两方
本文将通过不同的 APD 器件和互阻抗前置放大器的组合来估算 300Mbit/ s 接收机的灵敏度及影 响灵敏度的主要因素 。
2 接收机电路和性能分析
2. 1 接收机等效电路 光接收机的前置放大器大致分为三类 :低阻抗 、高阻抗和互阻抗前置放大器 。互阻抗的放大结构
因其较高的灵敏度 、短的检测时间常数 、大的动态范围 、稳定的系统性能等优点而被广泛采用 。图 1 是典型的互阻抗光接收机原理图 ,其中放大器部分采用 In - En 模型[1] 。
率 P1 。直流光与消光比ρ的关系可表示如下 :
ρ
Pdc = P0 = 1 - ρEmf b
(10)
引入另一个参数 :
δ=
1
ρ - ρTb
+
Id R0 Em
Tb
(11)
N′s = qR0 g2 + x E0 I1 + Em ∑1 - δI2 - I1
(12)
在 0 ,1 码等概出现这一非常接近实际的假设下 , 处于最佳状态的 APD 光接收机灵敏度可表示