反激变换器开关应力抑制技术研究

在 U i+ U o( N 1/ N 2 ) 值上, 则 次级整流 二极管 V D
中电流 i 2 下降速率为:
d i2 dt
∀
-
N1 N2
U i+
Uo N Lr
1/
N
2(
L
m
L r)
( 3)
t = t 6 时, V S 零电压开通( ZV S) , 随着 i L r上升,
i 2 逐渐下降;
t = t 7 时, i Lr 已上升到磁化电流 i L m 值, i 2 = 0,
( 7)
由于损失的占空比也随 L r 的增 加在变大, 因
此 L r 不宜取大, 一般取 L r = 5~ 10% L m。再由式
( 5) 得谐振电容 C r 为:
Cr #
(
U i+
L
r
I
2 SP
UoN 1/ N 2) 2
( 8)
式中 I sp 变压器初级电流峰值
钳位电容 CC 的选取原则为: CC 与 Lr 的半个谐
Ui 输入直流电压
在 VS 开通之前, 电容 C 上的电压不应放电到
低于( N 1/ N 2) Uo, 故由下式确定电阻 R:
( U DS-
U i)
源自文库
-
e
T
OFF
RC
!
N N
1 2
Uo
( 2)
RCD 钳位反激变换器的突出优点是电 路拓扑
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( a) 电路拓扑 ( b) 原理波形 图 4 有 源钳位反激变换器电路拓扑及原理波形
图 5 所 示为 RCD 钳 位反激变 换器试验 波形。 图 5a 为钳位支路中 RC 取值合适时, 钳位电容 C 与 初级绕组 N 1 电压( 参考方向为下正上负) 波形, uC 与图 3b 理论分析一致, 此时电路的变换效率最高, 为 76% , 图 5b 为开关管 VS 电流波形, 由于次级整 流二极管反向恢复, 在 VS 开通时, 存在电流尖峰。
t = t 4 时, V SC 关断, L r 与 Cr 谐振, 在 Cr 放电期 间 u 1 仍然被钳位在- U o( N 1/ N 2) 值上;
反激变换器开关应力抑制技术研究
t = t 5 时, uDS= 0, 假定 Lr 储能大于 Cr 储能, 足
以使 V S 体内寄生二极管 V DS 开通, L r 上电压钳位
双晶体管钳位反激变换器的优点为: 每只晶 体管承受的峰值电压为 Ui, 降低了对开关管的耐压 要求, 适合于高输入电压的场合; 漏感能量可无损 地回馈到电源中去, 系统能量损失小, 效率高。其缺 点是增加了 3 只功率器件: V S2、V D1、V D2, 且当采 用 MO SF ET 时, V S1 和 V S2 驱动需要隔离, 从而增 加了电路的复杂程度和成本。
2. N anj ing U niver sity of A er onautics and A stronautics, N anj ing 210016, China) Abstract: T his paper analy zes and studies on the switch str ess suppression techniques of flyback converters, points out t he advantag es, disadvantages and applicat ion of the techniques. Keywords: conver ter ; flyback converter; sw itch stress; suppression technique
第 36 卷第 2 期 2002 年 4 月
电力电子技术 P ower Electronics
反激变换器开关应力抑制技术研究
张兰红1, 陈道炼2
( 1. 盐城工学院, 盐城 224003; 2. 南京航空航天大学, 南京 210016)
Vo l. 36, No. 2 Apr il, 2002
摘要: 对反激变换器的各种开关应力抑制技 术进行了分析研究, 指出了它们各自的优缺点和应用场 合。 关键词: 变换器/ 反激变换器; 开关应力; 抑制技术 中图分类号: T M 46 文献标识码: A 文章编号: 1000- 100X( 2002) 02- 0029- 03
振周期应远大于功率开关 VS 的截止时间, 即
CC
( 1- D ) 2
2L
rf
2 S
( 9)
有源钳位反激变换器具有下列优点: 变压器
漏感能量被吸收并回馈到电网侧, 消除了漏感引起 的关断电压尖峰, 功率开关承受电压应力小; 主开 关、钳位开关均获得了 ZVS 开关; ∃ 谐振电感 Lr 使 整流二极管 VD 关断电流变 化率减小, 降低了 VD 反向恢复引起的关断损耗、开关噪声及 VS 开通时 的电流尖峰。总之, 采用有源钳位技术可使反激变 换器实现高频、高效、软开关, 可应用在要求高功率 密度、高变换效率的场合。其唯一不足是多用了一 个钳位开关, 增加了驱动电路难度和变换器成本。
简洁、容易实现, 其缺点是漏感能量消耗在钳位电阻 中, 因此它广泛应用在要求价廉、效率不高的场合。
4 有源钳位反激变换器
图 4 所示为有源钳位反激变换器电路拓扑及稳 态原理波形[ 3] 。变压器用磁化电感 Lm、谐振电感 L r ( 包括变压器漏感和外加小电感) 和只有变比关系的 理想变压器 T 表示, 谐振电容 Cr 为开关 V S、V SC 输 出电容及外加小电容的并联。稳态 CCM 模式每个 开关周期分为 7 个状态:
Research on Switch Stress Suppression Technique of Flyback Converters
ZHAN G L an hong1, CHEN Dao lian2
( 1. Yancheng College of T echnology , Y ancheng 224003, China;
5 试验结果
分别研制了电路拓扑简洁的 RCD 钳位反激变 换器和可实现软开关的有源钳位反激变换器原理样 机, 并进行了试验。试验参数均为: 输入电压 Ui = 18~ 32V DC; 三组输出电压: + 15V/ 1. 0A、- 15V/ 0. 2A、+ 5V/ 0. 4A; 额定输出功率 P o= 20W, 开关频 率 f s = 300kHz, CCM 工作模式。
收稿日期: 2001- 07- 17 定稿日期: 2001- 08- 27 作者简 介: 张兰 红 ( 1968- ) , 女, 江 苏盐 城 人, 硕 士, 讲
师, 研究方向为电力电子技术
( N 1/ N 2) Uo。
( a) 电路图 ( b) 工作波形 图 1 双晶体管钳位反激变换器
设计该电路中的变压器时, 次级绕组反激电压 在初级的折算值不能高于供电电压 Ui, 否则反激能 量将回馈到电源中[ 1] 。
t = t 0 时, 功率开关 V S 开通, 钳位开关 V SC 及 其寄生二 极管 VDC 与整流二 极管 V D 均 截止, L m 与 L r 线性充电;
t = t 1 时, V S 关断, 磁化电感电流即谐振电感 电流以谐振方 式对 Cr 充电, 开关管 V S 漏 源电压 u DS近似线性上升;
3 RCD 钳位反激变换器
图 2 所示为 RCD 钳位反激变换器电路图, 开关 管 VS 关断时, 变压器漏感能量转移到电容 C 上, 然 后电阻 R 将这部分能量消耗掉。开关管导通过程 中电容 C 不一定放 电到零, 因此 VS 关断时, 漏 源
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第 36 卷第 2 期 2002 年 4 月
电力电子技术 P ower Electronics
条件。故 V S 开通与 V SC 关断的间隔应不超过 Lr
和 Cr 谐振周期的四分之一, 即:
t6- t4 # 2 L r C r
( 4)
( 2) V SC 关断时 L r 储能应不小于 Cr 储能, 以便 能将 Cr 上电荷抽尽, 即:
W Lr ! W Cr| V SC关断
( 5)
设计有源钳位反激变换器时, 谐振电感 L r、谐 振电 容 Cr、钳 位 电容 CC 的取 值很 关 键。根 据 式 ( 3) , Lr 取得大些, 可降低 VD 电流下降率, 但 VS、 V SC 电压应力为:
t = t 2 时, uDS上升到 U i+ uC, V DC 开通, uC ∀ U o( N 1/ N 2 ) , 磁 化 电流 通过 钳位 支路 对 CC 充电 ( CC > Cr ) , u1 下降 规 律 为 u 1 = - uC L m/ ( L r + Lm) ;
t = t 3 时, u1 已经下降到使 V D 正偏导通, 随后 u 1 钳位在- U o( N 1/ N 2) , Lr 和 CC开始谐振, Lr 上 的电压为 uC - U o( N 1/ N 2) , i C 下降速率为 [ u CU o( N 1/ N 2 ) ] / L r, 在 i C 开始 反向 之前 开通 V SC, V SC 便获得了零电压开通( ZV S) ;
2 双晶体管钳位反激变换器
图 1 所示为其电路原理图和工作波形, 图中两 只场效应晶体管 V S1 和 V S2 同时导通和关断, 二极 管 V D1 和 V D2 作钳位用。当 V S1 和 V S2 导通时, 变压器初级绕组 N 1 储能, 开关管电流 i 1 线性上升; V S1 和 V S2 截止时, i 1 变为零, 由于反激作用, 变压 器初、次级绕组电压均反向, 漏感储能使 uA B一下子 上升 到 U i, VD1、VD 2 立 即导通, 将 uA B 钳位 在 U i 值, VD3 导通, 由于次级也存在漏感, 次级电流缓慢 上升, 当 i 2 达到( N 1/ N 2) I 1p时, 初级绕组中的漏感 能量 反馈 到 电源 U i, V D1、V D2 截 止, uAB 下 降 到
Vo l. 36, No. 2 Apr il, 2002
电压上升过程中, 一段时间内电容 C 不起作用, 这 有利于反激过冲[ 2] 。
图 2 RCD 钳位反激变换器
RC 取值不同时电容 C 电压波形如图 3 所示。 图 3a 中, C 值较大, C 上电压缓慢上升, 次级反激过 冲小, 变压器初级能量不能迅速传递到次级。图 3b 中, R 、C 值合适, C 上电压 在开关管 VS 截 止瞬间 冲上去, 然后二极管 VD 截止, 电容 C 通过电阻 R 放电, 到 VS 开通瞬间, C 上电压应放电到接近( N 1/ N 2) U o。图 3c 中, R 、C 值均偏小, C 上电压在 V S 截止瞬间冲上去, 然后因 RC 时间常数小, C 上电压 很快放电到等于( N 1/ N 2 ) U o, 此时 RCD 钳位电路 和次级负载一样, 成为变换器一路负载, 消耗变压器 储能, 效率降低。
图 3 RC 取不同值时电容 C 的电压波形
开关管 VS 截止时, 漏感能量等于电容 C 吸收
的能量, 因而
C=
(
L
1k
I
2 1p
U DS- U i) 2-
U
2 reset
( 1)
式中 L 1k 变压器初级漏感
I 1P 初级电感电流峰值
U DS 开关管 V S 所能承受的最大漏 源电压
U reset 电容 C 初始电压
V D 反偏, u1 由- U o( N 1/ N 2) 变为 U i, 随后 L m 和
Lr 再次线性充电, 新的 P WM 开关周期又开始了。
要实现功率开关 VS 的零电压开 通( ZVS) , 必
须满足:
(1) VS 在 t5~ t6 期间加驱动信号, 否则 iLr 过
零变正后, L r 将再次对 Cr 充电, V S 便失去了 ZV S
1引言
反激变换器广泛应用于中小功率变换场合, 但 反激变换器中变压器兼作储能电感用, 因而气隙较 大, 漏感亦较大, 功率开关关断时, 由漏感储能引起 的电流突变产生很高的关断电压尖峰; 电感电流连 续模式( CCM ) 下次级整流二极管反向恢复 会引起 功率开关开通时高的电流尖峰。因此, 必须采取措 施抑制功率开关电压、电流应力, 反激变换器才能正 常工作。文中详细分析了反激变换器 3 种开关应力 抑制技术, 即双晶体管钳位法、RCD 钳位法 和有源 钳位法的工作原理, 指出了设计时应注意的问题及 各自的优缺点和应用场合。
U DS( V S, V Sc)
∀
U i+
N1 N2
U o+
2L rf sP o U i D ( 1- D )
( 6)
式中 Po 额定输出功率
D 开关 VS 占空比
fS
开关频率
电压应力随 Lr 的增加而加大。损失的占空比
D=
t7T
t5
S
∀
2L rP of S U i D [ U i+ ( N 1/ N 2) Uo]