电力电子变流装置课设报告 仅供参考

1. 课程设计目
的 (3)
2. 课程设计的要求和内
容 (3)
3. 课程设计报告内
容 (3)
4. 仿真电路
(15)
5. 结论
……………………………………………………………
18
1.课程设计目的
通过课程设计，熟悉并理解基本电力电子变流装置的结构、工作原理；掌握电力电子变流装置的工程分析方法与参数设计知识；掌握电力电子变流装置的主要控制方法与控制电路的基本设计要求；具培养进行实际电力电子电路的分析与设计能力；备综合运用所学的基本理论和知识解决工程实际问题的能力，提高专业素质能力。

2.课程设计要求
性能指标：（1）输入电压范围：AC85V-265V
（2）输出：
1路：DC +5V，最大输出电流2A
2路：DC+12V，最大输出电流1A
（3）输出电压纹波峰峰值：+30mv
要求：1、熟悉高频开关电源的构成、工作原理及工程设计方法；
2、确定设计任务书中要求的开关电源的具体电路拓扑及控制策
略，完成开关电源主电路、控制电路的设计；
3、对设计的开关电源电路进行仿真，得到相应的仿真结果
4、撰写课程设计说明书并打印
5、独立完成课程设计
3.课程设计报告内容
3.1 前言
本次设计为两路输出功率为22W 的电路，故主电路选择电路结构简单的单端反激电路。

整个原理框图如图1所示
输入滤波
主电路
输出滤波
脉宽调制电路
PWM（UC3842）
电压反馈电路(UC3842)
图1 原理框图
Dn
Ur
Uo
输入滤波
主电路
输出滤波
脉宽调制电路
PWM
电压反馈电路
图1 原理框图
Ui
Dn
Ur
Uo
开关驱动
3.2 主电路
电路工作过程如下：当导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；
当截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I流过。

M1导通与截止时单端反激电路的两种工作模态如图2所示。

图2 反激式变换器工作原理及波形图
3.2.1反激电路变压器的设计
(1)计算原边绕组流过的峰值电流
由于
为求得，应以最小值代入：V
(式中的20V假设为直流纹波及二极管压降之和)
设反激变压器最大占空比，得A
(2)求出原边绕组的电感值
假设电压波动下限为7%，V ，则
（假设反激式变换器工作频率为30kHz）
(3)求
在时，有最小占空比。

当输入电压由最大到最小变化时，占空比由最小变到最大，其关系可表示为：
式中 K──电压波动范围
最大输入电压按峰值时向上波动10%计算，即：
V
则
(4)选择磁芯尺寸
计算磁芯面积乘积AP。

AP为Aw（磁芯窗口面积）和A e（磁芯有效截面积）的乘积。

在产品目录中查出AP值。

根据要求的限高等尺寸和形状来决定使用那一种经济的磁芯及其形状和大小。

如果原边绕组的线径为，带绕组的磁芯所占的AP值为，可按下式计算：
式中 表明工作磁感应强度变化值取饱和值的一半。

查资料可得，EE型式的磁芯，100时，=1900
表1 美式线规AWG 8#~35#重膜绝缘的导线规格
假设选择导线时，确定电流线密度为，则通过0.89A电流时需要的圆密耳为： 0.89A×=356
由表1选取NO.24AWG，其直径最大为0.0227英寸。

所以 ，则
窗口大部分面积的是副边绕组（电流大，导线多股）和绝缘材料，一般
只为AP的（1/4~1/3）,
取： 所以
表2 磁芯参数对照表
由产品目录可查得EE3528的磁芯与线圈骨架乘积为：
因为即，所以选此型号磁芯与线圈骨架合适。

(5)计算气隙长度
由于反激工作模式是单向激磁，为防止磁饱和，应加气隙（体积为）。

气隙产生较大的磁阻，而且大多数变压器所储存的能量石在气隙所构成的体积中,故：
式中 H─气隙磁场强度
─空气磁导率
─气隙的体积
整理可得：
因此，应在磁芯中心柱打磨出气隙0.056cm，或在磁芯两外侧磁芯柱各打磨出0.028cm，在这个基础上再进行调整。

也可以选取已有气隙相近的磁芯，并直接进行调整。

(6)原边绕组匝数计算
（7）副边绕组匝数计算
按输入最小电压，导通占空比最大，算得副边绕组的匝数：
因为
整理得：
(8)副边绕组的线径
1)按考虑，通过2A需要：
参见表1选AWG NO21导线，其圆密耳为812。

只要其它器件允许，导线实际可通过的电流值为： ；
2) 通过1A需要：
参见表1选AWG NO24导线，其圆密耳为404。

只要其它器件允许，导线实际可通过的电流值为：
3.2.2主电路开关器件的设计
(1)功率开关管
1)承受的最大电压：
反激变换器中的晶体管必须按关断时的最高集电极电压和导通时的最大集电极尖峰电流来选择。

一般在关断时，晶体管必须承受的最高集电极电压为：
取500V
2)额定平均电流：
输入功率
最大输入平均电流
对于反激式变换器，选择开关管的额定平均电流时，一般取最大输入平均电流的1.5倍。

(2)整流二极管
1)承受的最大电流为：
2)承受的最大反压为：
3.2.3 缓冲器电路的设计
(1)并联在开关管两端的吸收电路
1)电容值：
，
选用经典电路中的吸收电容680pF/600V
集电极电流Ic下降时间
其中，为原边电流峰值；为集电极电流下降时间；为开关管的额定值。

2)按在最小导通时间里电容能充分放电来选择缓冲器放电电阻。

最小导通时间在最大输入电压，最小负载电流时发生。

在此条件下求得的，所以：
为使C1在时间内能充分放完电，R1不能过大。

按等于来求R1：
(2)并联在一次绕组两端的吸收电路
1)因为 所以箝位电容两端电压为：
2)箝位电阻
取
V OR：次级到初级的折射电压：
取89.1V所以：
取10K
箝位电容:△V clamp─箝位电容上的脉动电压，取为
3.2.4 UC3842工作原理
UC3842是由Unitrode公司开发的电流控制型脉宽调制器(按反馈电流来调节脉宽)。

在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比，使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。

由于结构上有电压环、电流环双环系统（用内部E/A误差放大器构成电压闭环，利用电流测定（3脚的作用）、电流测定比较器构成电流闭环），因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器。

图3 UC3842内部组成框图
UC3842是单电源供电，带电流正向补偿，单路调制输出的集成芯片，其内部组成框图如图3所示。

可见，它主要包括高频振荡、误差比较、欠压锁定、电流取样比较、脉宽调制锁存等功能电路。

UC3842的输出频率即为振荡频率，最大占空比可达100%，输出功率限于100w以下。

其引脚有8个，脚1外接阻容元件，用来补偿误差放大器的频率特性。

脚2是反馈电压输入端，将取样电压加到误差放大器的反相输入端，再与同相输入端的基准电压进行比较，产生误差电压。

脚3是电流检测输入端，与电阻配合，构成过流保护电路。

脚4外接锯齿波振荡器外部定时电阻R T与定时电容C T，决定振荡频率（即锯齿波频率），基准电压V REF为0．5V。

脚5为地。

脚6为推挽输出端，有拉灌电流的能力。

脚7为集成块工作电源Vcc，可以工作在8～40v。

脚8为内部供外用（一般当参考电压）的基准电压5v，带载能力50mA。

输出电压将决定变压器的变压比。

使输出端关闭的方法有：1)将3脚电压升高到1V以上；2)将1脚电压降低到1V以下。

均使电流测定比较器输出高电平，PWM锁存器复位，关闭输出端。

定时器电阻、电容和检测电阻的确定：
1)电流反馈电阻（检测电阻）
，取2
2）振荡器外部电路
图4 振荡器外部电路
振荡器频率由R T、C T设定，脚4、8间接R T，脚4、5间接C T，脚8是V REF=5V，因此，5V基准源经R T向C T电容充电。

充放电时间分别为t c和t d，频率
忽略t d，则 ，取
则
3.2.5电压反馈电路
反馈电路采用精密稳压源TL431和线性光耦PC817。

利用TL43l可调式精密稳压器构成误差电压放大器，再通过线性光耦对输出进行精确的调整。

如图5所示，R4、R5是精密稳压源的外接控制电阻，它们决定输出电压的高低，和TL431一并组成外部误差放大器。

当输出电压升高时，取样电压V R5也随之升高，设定电压大于基准电压(TL431的基准电压为2.5V)，使TL431内的误差放大器的输出电压升高，致使片内驱动三极管的输出电压降低，也使输出电压Vo下降，最后Vo趋于稳定；反之，输出电压下降引起设置电压下降，当输出电压低于设置电压时，误差放大器的输出电压下降，片内的驱动三极管的输出电压升高，最终使得UC3842的脚1的补偿输入电流随之变化，促使片内对PWM比较器进行调节，改变占空比，达到稳压的目的。

图5 电压反馈采样电路
取R5=10，
则
(2.5V为TL431的基准电压)
3.3 输入输出滤波电路
开关电源中对波纹幅值的影响主要有以下几个方面：
(1)输入电源的噪声，是指输入电源中所包含的交流成分。

解决的方案是在电源输入端加电容，以滤除此噪声干扰。

(2)高频信号噪声，开关电源中对直流输入进行高频的斩波，然后通过高频的变压器进行传输，在这个过程中，必然会掺入高频的噪声干扰。

还有功率管器件在开关的过程中引起的高频噪声。

输出整流滤波电路直接影响到电压波纹的大小，影响输出电压的性能。

对于这类高频噪声的解决方案是在输出端采用π型滤波的方式。

滤波电感采用150μH的电感，可滤除高频噪声。

(3)采用肖特基二极管整流。

基于低压、功耗低、大电流的特点，有利于提高电源的效率，其反向恢复时间短，有利于减少高频噪声。

3.3.1交流输入端滤波器元件参数设计：
图6 交流输入端滤波器
(1)选定电容，截止频率
则
按经典电路中取为10mH/2Ade共模扼流圈。

(2)选定常模扼流圈配套电容
所以
3.3.2二极管不控整流桥、大滤波电容参数和输入限流电阻设计：
图7 整流桥电路图
(1)串入2A/250V的熔断器FU
(2)二极管不控整流桥
根据经典电路，选取3A/600V的二极管不控整流桥足以满足要求。

(3)并一压敏电阻，防止浪涌电流。

(4)输入滤波电容取 250μF/250V的电解电容。

3.3.3输出滤波器件的设计
(1)输出滤波电容
由 得
，
为了在输出端构成π型滤波，取与输出滤波电容相同的电容，即4700μF/10V的电解电容。

(2)输出低通滤波器
1)输出滤波电感
由于对直流输入进行高频的斩波和功率管器件在开关的过程中引起的高频噪声，解决的方案是在输出端采用π型滤波的方式。

滤波电感采用150μH的电感，可滤除高频噪声。

2)输出滤波电容
4.仿真电路
图8 仿真电路
Ui=85V:
Ui=220V:
Ui=265V:
由以上仿真结果可知，所设计电路基本满足要求。

5.结论
本课程设计为开关电源的设计，要求有两路输出，鉴于其输出功率小，选择了电路较为简单的反激式变换器。

电源装置是电力电子技术应用的一个重要领域，其中高频开关式直流稳压电源由于具有效率高、体积小和重量轻等突出优点，获得了广泛的应用。

通过本次设计，我对电力电子开关电源方面有了更近一步的认识及了解，掌握了用反激式变换器设计开关电源的设计方法，对电力电子器件在工业发展中所起的作用也有了一定的认识，更让我巩固了所学的知识。

另外，在设计过程中我也遇到了一些困难，比如有些参数不知道如何确定，器件不懂得选取等，但是通过自己和同学的互相探讨以及查找了其他的资料，最终完成了本次课设。

此外，由于计算量大，也让我在计算方面有了更加严谨的态度，让我受益匪浅。

参考书目：
[1] 王兆安，黄俊 主编,电力电子技术 第四版,机械工业出版社，2003
[2]邢岩，蔡宣三 主编，高频功率开关变换技术，机械工业出版社
[3]张占松，蔡宣三 主编，开关电源的原理与设计，电子工业出版社，2001
附录：
基于UC3842的单端反激式开关电源的设计。