充电桩模块电路

最近这几年充电模块是热门，从最开始的7.5kW、10kW 到后面的15kW、20kW，功率等级不断的提高。市场上的充电模块绝大部分都是三相输入，PFC 部分也基本都是采用的三相无中线VIENNA 结构的拓扑。借这次技术分享的机会，分享一下个人对「三相VIENNA 拓扑」的理解，希望和大家一起探讨交流。

我会从以下几个方面进行说明：

①主电路组成

②工作原理

③控制模式

④控制地的选择

⑤母线均压原理

⑥原理仿真

一、主电路的组成

如图所示，是三相VIENNA PFC 拓扑的主电路，大致如下：

1. 三相二极管整流桥，使用超快恢复二极管或 SiC 二极管；

2. 每相一个双向开关，每个双向开关由两个 MOS 管组成，利用了其固有的反并联体二极管，共用驱动信号，降低了控制和驱动的难度。相比其他组合方案，具有效率高、器件数量少的优点；

3. 电流流过的半导体数量最少，以 a 相为例：

▪双向开关 Sa 导通时，电流流过2个半导体器件，euo=0，桥臂中点被嵌位到 PFC 母线电容中点；

▪双向开关关断时，电流流过1个二极管，iu>0 时euo=400V， iu<0 时 euo=-400V，桥臂中点被嵌位到 PFC 正母线或负母线。

二、工作原理

电路的工作方式靠控制 Sa、Sb、Sc 的通断，来控制 PFC 电感的充放电，由于 PFC 的 PF 值很接近1，在分析其工作原理时可以认为电感电流和输入电压同相，三相点平衡，并且各相差120度；

1. 主电路的等效电路

①三相三电平 Boost 整流器可以被认为是三个单相倍压 Boost 整流器的 Y 型并联；

②三个高频 Boost 电感，采用 CCM 模式，减少开关电流应力和 EMI 噪声；

③两个电解电容构成电容中点，提供了三电平运行的条件；

这个 eun 的表达式非常重要。

2. 主电路的开关状态

三相交流电压波形如下，U、V、W 各相差120度

三相交流电压波形

通过主电路可以看出，当每相的开关 Sa、Sb、Sc 导通时，U、V、W 连接到电容的中点 O，电感 La、Lb、Lc 通过 Sa、Sb、Sc 充电，每相的开关关断时，U、V、W 连接到电容的正电平（电流为正时）后者负电平（电流为负时），电感通过 D1-D6 放电，以0~30度为例，ia、

ic 大于零，ib 小于零。

每个桥臂中点有三种状态，三个桥臂就是3^3=27种状态，但不能同时为 PPP 和 NNN 状态，故共有25种开关状态（见下期下载链接）。

3. 主电路的发波方式

主电路的工作状态与发波方案有较大的关系，采用不同的发波方案会在每个周期产生不同的工作状态。

一般 Vienna 拓扑采用 DSP 数字控制，控制灵活，可移植性强。

①采用单路锯齿波载波调制电流环控制器输出的调制信号被馈送给锯齿波载波，保持恒定的开关频率；

在0~30度这个扇区内，每个周期产生4个开关状态，由于波形不对称，电流波形的开关纹波的谐波比较大；采用该种方式进行调试，桥臂中点线电压的最大步进是2Ed（Ed 为母线电压的一半，400V）；

②采用相位相差180度的高频三角载波，当对应的输入电压是正半周的时候，采用 Trg1，当对应的输入电压是负半周的时候采用 Trg2，每个周期产生8个开关状态，与传统的控制方案产生4个开关状态相比，8个开关状态相当于频率翻倍，减小了输入电流的纹波，对 THD 指标有好处；

上一张仿真的波形：

上面我们提到，三相三电平 PFC 可以看作是三个单相的 PFC，每个单相相当于由两个 Boost 电路组成，在交流电压的正负半周交替工作，正半周如下所示：

以 a 相为例，驱动信号为高时，则开关管 Q1 导通(交流电压的正半周) 或者 Q2 导通 (交

流电压的负半周)；驱动信号为低时，开关管 Q1 和 Q2 都关断。电压正半周时，a 相上桥臂二极管导通；电压负半周时，a 相下桥臂二极管导通。

通过上面的分析，采用移相180度的三角载波进行调制，在0~30度的扇区内有8种开关状态，4种工作模式 ONO,ONP,OOP,POP。

①ONO 工作模式

a 相和 c 相导通，

b 相截至，U 和 W 电压为0，V 点电压-400V；该工作状态只给 C2 进行充电；

②ONP 工作模式

a 相导通，

b 相和

c 相截至；U 点电压为0，V 点电压为-400V，W 点电压为+400V；

③OOP 工作模式

U 和 V 点电压为0，W 点电压为+400V；

④POP 工作模式

U 和 W 点电压为+400V，V 点电压为0，该工作模式只给 C1进行充电；

当然，这只是在0~30度扇区的工作状态。其实在整个工频周期，是有25个工作状态的。

ONO 和 POP 这两种工作模式只给 C1 或 C2 充电的状态对后面母线电压均压起决定性的作用。

我们知道，DSP 的 PWM 模块的载波方式不能改变，一般是无法使 DSP 产生幅值相同、相移180度的载波时基.可以用正负半周不同方式实现，具体实现方式如下：

在正半周的时候跟 CMPR+比较，在负半周的时候跟 CMPR-比较。正半周的时候低有效，负半周的时候高有效。这样就可以产生180度的相移了，其中 CMPR-是 PI 计算出来的值，而CMPR+=PRD-CMPR-

三、控制模式

我们知道，这种控制电路一般采取双环的控制方式，即电压外环+电流内环。电压外环得到稳定的输出直流电压，供后级电路的使用（如 Three Level LLC、PS Interleave LLC、PSFB 等），电流内环得到接近正弦的输入电流，满足 THD 和 PF 值的要求。

其实数字控制无非就是把模拟的方案转换为数字的运算，其中最经典可以参考 TI 的

UC3854，利用它的控制思想来实现数字化。