同轴波导转换器的分析与设计

第24卷增刊微波学报V ol.24Supplement 2008年10月JOURNAL OF MICROWA VES Oct.2008 8-18GHz同轴-波导转换器的分析与设计
魏振华田立松冯旭东尹家贤胡粲彬
（国防科学技术大学电子科学与工程学院一系，长沙410073）
摘要：同轴—波导转换器是微波系统中非常重要的元器件。

基于脊波导和波导阶梯对导播系统中电磁波传播性能的影响，本文探讨了这两种结构应用在8-18GHz的宽带同轴—波导转换器设计中的情况。

通过同轴—脊波导—矩形波导转换，并在脊波导上加载阶梯，很好地改善了阻抗匹配效果，提高了同轴—波导转换器的传输性能。

仿真结果证明脊波导和波导阶梯在设计同轴—波导转换器中的有效性，在8-18GHz的倍频程带宽内驻波小于1.22，产生的高次模非常小。

关键词：同轴—波导转换，脊波导，波导阶梯阻抗变换
Analysis and Design on8-18GHz Coaxial-Waveguide Transition
WEI Zhen-hua,TIAN Li-song,FENG Xu-dong,YIN Jia-xian,HU Can-bin
(College of Electronic Science and Engineering,NUDT,Changsha410073,China)
Abstract：Coaxial-waveguide transition plays an important role in microwave system.Based on the influence of ridge waveguide and waveguide ladder exerted on transmission performance of electromagnetic wave in guided wave system,this paper discussed the situations of these two structures applied in the8-18GHz broadband coaxial-waveguide converter designation.Through the conversion of coaxial-ridge waveguide-rectangular waveguide,and ladder loading of ridge waveguide,the effectiveness of impedance matching is well-improved,and the transmission performance of coaxial-waveguide converter is highly-advanced.Simulation results proved the effectiveness of ridge waveguide and waveguide ladder in designing coaxial-waveguide converters.The VSWR of coaxial-waveguide transition designed in this paper is less than1.22in the8-18GHz octave bandwidth,and the high modulus produced is very small.
Key words：Coaxial-waveguide transition,Ridge waveguide,Waveguide ladder impedance transformation
引言
同轴波导转换器在微波系统中应用非常广泛，是雷达设备、精确制导和微波测试电路中的重要无源连接器件。

其设计的基本要求是：低驻波、低插入损耗。

同轴波导转换器的相对带宽比较小，驻波小于1.1时最多可以达到10%的带宽[1]；在同轴腔体内设置周期性光带隙（PBG）的内导体介质支撑垫、矩形波导内设置阶梯阻抗变换，这种设计方法在25-40GHz的带宽内驻波小于1.25，但相对带宽只有46%[2]；利用波导阶梯变换，在714-2500MHz的带宽内驻波小于1.74，但是驻波小于1.22的带宽范围只有其中的850-1150MHz[3]。

但是以上两种设计在超过倍频程的带宽时产生的高次模会比较大，影响传输性能。

本文所设计的8-18GHz的超宽带同轴波导转换器，工作频带超过倍频程，相对带宽达到72%，设计要求频带内驻波小于1.22（即回波反射小于-20dB），而且要求频带内高次模非常小。

同轴电缆采用常用的外半径为2mm，内半径为0.6mm，介电常数为2.08的标准50Ω同轴电缆。

1理论分析
矩形波导中插入了探针，并在宽壁上开孔，这在波导同轴转换处引入了电抗，造成波的反射，使
*收稿日期：6
2008-04-0
微波学报2008年10月
126得波导与同轴线的阻抗失配加剧。

本文采用同轴—脊波导—矩形波导的转换。

假定脊形波导中传输的是TE n0波，利用等效横向传输线法，把截止时电磁波在二窄边之间来回反射，看作是电磁波在横向传输线产生振荡。

若脊形波导的长度远大于工作波长，则横向来回振荡的电磁波就可认为是TEM 波。

从振荡条件导出的谐振波长，就是脊形波导的截止波长λc 。

以此理论来分析双脊波导，可以把它看作横向谐振线。

由于谐振时传输线任何参考面总的电纳应该为零，以不连续处T 作为参考面，研究其谐振条件。

此处的总电纳由三部分构成：第一，等效导纳为Y 0，长度为(a -a ′)/2的终端短路传输线的输入电纳；第二，T 参考面左面的复合传输线输入电纳；第三，参考面T 处由于不连续性产生的电纳。

在计算第二部分的电纳时，作如下简化：从TE n0波的电场分布来看，对奇模（n=奇数），波导宽边的中点是电波腹，即等效电压的波腹，从中点向左看，相当于开路，因此，参考面T 左面的复合传输线输入电纳就是等效导纳为Y ′0长度为a ′/2的终端开路传输线的输入导纳；对偶模（n=偶数），波导宽边中点是电场和等效电压的波节，因此参考面T 左面复合传输线的输入电纳是等效阻抗为Y ′0长度为a ′/2的终端短路传输线的输入导纳。

图2给出了TE 10、TE 20和TE 30波在波导截面上的电场分布以及相应的等效电路，其横向谐振条件如下：
奇模：0
00
tg ctg
()0
c c
Y B a a a Y Y ππ
λλ′′′+=偶模：
00
ctg ctg
()0c c
Y B a a a Y Y ππ
λλ′′′+=其中，Y ′0/Y 0=b/b ′，B/Y 0是突变面T 处的归一化电纳，它可由脊形波导横截面尺寸决定。

可以利用MA TLAB 来求解上述超越方程，表1给出了TE 10在b/a=0.5的双脊波导中的截止波长。

表中λc /a 值作为a ′/a 值的函数列出，而b ′/b 作为参数。

表1
TE 10在b/a=0.5的双脊波导中的截止波长
b ′/b=0.1b ′/b=0.15
b ′/b=0.2b ′/b=0.25a ′/a λ
c /a a ′/a λc /a a ′/a λc /a a ′/a λc /a 0.05 3.6520.10 3.6230.10 3.2860.10 3.0600.10 4.1110.20 4.0850.20 3.6460.20 3.3490.15 4.5000.25 4.2480.30 3.8690.25 3.4530.20 4.7630.30 4.3701/3 3.9170.30 3.5290.30 5.1640.40 4.5090.40 3.9761/3 3.5670.40 5.3680.50 4.5180.50 3.9770.40 3.6140.50 5.397
0.60 4.396
0.60 3.871
0.50 3.609
从表1可以看出，对主模TE 10波，λc /a 值均大于2。

而同样尺寸矩形波导TE 10波的λc /a=2，因此脊形波导的截止波长一般比同样的矩形波导的大，即脊波导的单模工作带宽要大于同样的矩形波导。

而矩形波导的等效阻抗为
2
1()e w c
b b Z Z a a μελ
λ==
TE 10
a 2
′a-a 2
′0Y ′
Y jB
TE 30
TE 20
T a ′a
T
E
a 2
′
a-a 2
′图1
双脊波导及其等效电路
T
a a ′
b ′
Y 0
Y ′0jB λc
λc
T
b
图2TE 10、TE 20、TE 30场分布及等效电路
第24卷增刊魏振华等：8-18GHz 同轴—波导转换器的分析与设计127
其中λc =2a 。

脊形波导的等效阻抗可写成类似的形式：
011
21()
e c
b
Z a μελλ=
a 1是脊形波导的等效宽边，λc =2a 1>2a 是脊形波导的截止波长。

这说明脊形波导（对TE 10波而言）的等效阻抗降低。

同时由于脊形波导的等效窄边也比对应的矩形波导的窄边小，这也使等效阻抗变小。

由以上分析可知脊波导与相同尺寸的矩形波导相比主要有以下优点：第一，主模TE 10波的截止波长较长，因此如果工作波长相同，波导尺寸可以缩小；第二，TE 10波和其他高次模截止波长相隔较远，因此单模工作频带较宽；第三，等效阻抗较低，因此易与低阻抗的同轴线及微带线匹配。

脊波导到矩形波导的转换，可以选择阶梯过渡、直线式过渡和指数式过渡[4]
，其目的是减少回波反射，使驻波减小。

本文中为了加工方便，采用直线式过渡来完成脊波导到矩形波导的转换。

本文设计的带宽超过倍频程，为做到较好的阻抗匹配，在脊波导上加载阶梯变换来调节阻抗，使之与同轴线的匹配性能得到提高。

图3是矩形波导E 面阶梯结构及其等效电路。

矩形波导中传输的是TE 10模电磁场，在阶梯处要激励起高次模，这些高次模在波导中是截止的，离阶梯不远的地方就会很快地被衰减掉。

由于波导E 面阶梯产生的高次模是TM 场，这个模式的电场能量大于磁场能量，故此不连续性阶梯呈电容性[5]，可用一个集总电容元件表示。

该电容元件的容纳B 可引用波导宽边的电容
膜片结果来计算。

因为在用准静态法求解时，波导阶梯左半边的电场分布与对称电容膜片一半的电场分布一样，而阶梯右半边的边缘场影响可以忽略，故波导阶梯的容纳是相对应的电容膜片的一半[6]，即
2lncsc(
)
2g
B b
b Y b πλ′
=由分析得到了B/Y 0与b ′/b 之间的关系式，在设计时可以利用这个性质来调节脊波导的阻抗。

综合以上分析，我们可知采用同轴—脊波导—矩形波导的变换能很好地调节波导系统的阻抗，使之与同轴探针能更好地匹配，从而在设计要求的倍频程内驻波可以做得很低。

设计时采用对称结构，这在理论上可以降低高次模对传输性能的影响[7]。

2仿真结果
采用Ansoft 公司的基于有限元方法的HFSS
软件进行仿真。

其模型如图4所示，剖面图如图5所示。

设计尺寸如下：波导口径为22.5×11.25mm 2；同轴电缆为外半径2mm ，内半径0.6mm ；同轴线圆心到波导左臂的距离为dr=4.85mm ，脊波导脊宽与同轴电缆外直径相等为4mm ，脊波导高度为b3=1mm ；脊波导上阶梯在l 方向长度均为d3=
0.95mm,左端阶梯高度b1=2.8mm ，右端阶梯高度b2=1.8mm ；d1=18.5mm ，d2=5.6mm ，d4=10.75mm ；总长度l=26mm。

图4
HFSS 中的模型图
图6是同样尺寸但脊波导上没有加载阶梯的回波反射，S 11在-13dB 以下，即驻波小于1.58；脊波导上加载阶梯后，仿真结果如图7所示，在8~18GHz 的工作带宽内，回波反射S 11在-20dB 以下也就是驻波均小于，这比没有加载阶梯时的性能提高了
b
jB
b ′
T
T
T
λg Y 0Y ′0λ′g 图3对称E 面阶梯及其等效电路
1.22
微波学报2008年10月
128
很多。

图6
无阶梯的回波反射
图7
加载阶梯的回波反射
图8
波导矩形端口高次模的S 参数
下面考虑高次模的传输问题，在18~18.3GHz 时，将矩形波导端口设置为12个模，得到他们的S 参数如图8所示。

可知在18GHz 处激励起来的模式都在-20dB 以下。

由于波导的传输特性是在低频截
止，所以这种对称结构激励起的高次模非常小，对传输性能基本没有影响，即可以保证单模传输。

3结论
通过理论分析和建模仿真，得到同轴—脊波导
—矩形波导转换，并在脊波导上加载阶梯变换，可以在8~18GHz 的倍频程范围内驻波小于1.22，同时结构的对称性保证激励起的高次模非常小，波导结构的插入损耗也可以做得很低，在工程上易于实现。

这为超宽带结构的同轴波导馈电提供了非常有价值的参考。

参
考
文
献
[1]顾瑞龙.微波技术与天线.北京：国防工业出版社,1980[2]周焱，苏东林.周期性结构在毫米波波导同轴转换中的
应用.北京航空航天大学学报，2006，32（4）：412-416[3]T.Rizawa,R.Pendleton.Broadband coax-waveguide Trans--itions.ParticleAccelerator Conference ，1995
[4]吴万春,梁昌洪.微波网络及其应用.北京：国防工业出版
社,1980
[5]朱建清.电磁波工程.长沙：国防科技大学出版社,2000[6]R.E.Collin.Field Theory of Guided Wave.New
York:McGraw-Hill,1961,323-332[7]
J.Uher J.Bornemann Uwe Ro senb erg.Wav eguid e Components forAntenna Feed Systems:Theory and CAD.Artech House,1995,326魏振华
男，1983年生，安徽庐江人，国防科技大学电子
科学与工程学院2006级硕士研究生。

感兴趣的研究方向为微波毫米波天线设计。

E-mail ：wzh016001@
田立松
男，1970年生，新疆伊犁人，国防科技大学电子
科学与工程学院副教授，硕士生导师。

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图5模型剖面图
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d4
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