双闭环直流调速系统

第一章 调速系统的方案选择
直流电动机具有良好的起动、制动性能，宜于在宽范I 韦I 内平滑调速，在许女调速和快速」E 反向的电力 拖动领域中得到了广泛的的应用。

近年来，虽然高性能的交流调速技术发展很快，交流调速系统已逐步取 代直流调速系统。

然而直流拖动控制系统不仅在理论匕和实找上都比较成熟，目前还在应用；而R 从控制 规律的角度來看，直流拖动控制系统又是交流拖动控制系统的基础。

II 流电动机的稳态转速可以表示为
U-IR n _ K e 0
式中：n ------ 转速（r/min ）；
U ——电枢电乐（V ）： I ——电枢电流（A ）； R —电枢回路总电阴（Q ）： 0 ----- 励磁磁通（Wb ）；
K e ——由电机结构决定的电动势常数。

由上式可以看出，有三种调速电动机的方法：
1. 调节电枢供电电压U ：
2. 减弱励磁磁通0:
3.
改变电枢回路电阻R 。

对于要求在一定范圉内无级平滑调速系统來说， 级调速；减弱磁通虽然能够调速，但调速范闱不大， 弱磁升速。

因此，采用变压调速来控制直流电动机。

1.1直流电动机的选择
直流电动机的额定参数为：
额定功率P N = 67KW ,额定电压U N =230V,额定电流I N =291A,额定转速^=1450^^, 电动机的过载系数2 = 2,电枢电阻R. = 0.2Q
(1-1)
以调节电枢供电电压的方式为谥好。

改变电阻只能仃 往往只是配合调压方案，在额定转速以卜.作小范I 韦I 的
1.2电动机供电方案的选择
电动机采用三相桥式全控整流电路供电，三相桥式全控幣流电路输出的电压脉动较小，带负载容最较人，其原理图如图1所示。

三相桥式全控整流电路的特点：
-•般变压器一次侧接成三角形，二次侧接成星型，晶闸管分为共阴极和共阳极。

1）有两个晶闸管同时导通形成供电回路，其中共阴极组和共阳极组齐有一个晶闸管，且不能为同一相的晶闸管。

2）对触发脉冲的要求:按VT1—VT2—VT3—VT4—VT5-VT6的顺序，相位依次差60・；共阴极组VT1、VT3、VT5的脉冲依次差120 ,共阳极组VT4、VT6、VT2也依次差120* :同相的上下两个桥臂，即VT1
与VT4, VT3 与VT6, VT5 与VT2，脉冲相差180。

3）整流输出电压Ud—周期脉动六次，每次脉动的波形都一样，故该电路为六脉波整流电路。

4）需保证同时导通的两个晶闸管都右脉冲，町采用两种方法：一种是宽脉冲触发，另一种是双脉冲触发。

图1三相桥式全控整流电路
1.3系统的结构选择
方案-，采用转速反馈控制直流调速系统，即单闭环调速系统，用PI调节器实现转速稳态无静差，消除负载转矩扰动对稳态转速的影响，并用电流截止负反馈限制电枢电流的冲击，避免出现过流现彖。

方案二采用转速、电流反馈的控制直流调速系统，即双闭环调速系统。

由于转速单闭环系统并不能充分按照理想要求控制电流（或电磁转矩）的动态过程，对于经常正、反转运行的调速系统，缩短起、制动过程的时间是提高生产效率的區要因素。

为此，在起动（制动）的过渡过程中，希垫始终保持电流为允许的最人值，使调速系统以皿大的加（减）速度运行。

当到达稳态转速时，最好使电流立即降下来，使电磁转矩与负载转矩相平衡，从而迅速转入稳态运行。

实际上，由于主电路电感的作用，电流不町能突变，为了实现在允许条件I、•的垠快起动，关键是要获得一段使电流保持为瑕人值Idm的恒流过程，而且双闭环直流调速系统貝仃比校满意的动态性能和良好的抗扰动性能。

因此，选择方案二。

为了使转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置两个调节器，分别引入转速负反馈和电流负反馈以调节转速和电流，二者之间实行串级连接，电流环做内环，转速坏做外坏，这就形成了转速、电流反馈控制直流调速系统，即双闭环系统，为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器都采用PI调节器。

1.4确定直流调速系统的总体结构框图
图2双闭环直流调速系统的结构图
注：ASR—转速调节器ACR—电流调节器TG—测速发电机TA—电流互感器UPE—电力电子变换器U：—转速给定电压Un—转速反馈电压
U；—电流给定电压5—电流反馈电压
如图2所示，双闭环直流调速系统的结构图，电动机的起动过程分为三个阶段：
第一阶段是电流上升阶段，突加给定电压U：后，经过两个调节器的跟随作用，5、Ud。

、Id都上升，但是在Id 没有达到负我电流IdL以前电动机还不能转动。

当Id > IdL后，电动机开始起动，由于电机惯性的作用，转速不会很快增长，因而转速调节器ASR的输入偏差电乐(AU=U- -U n)的数值仍较大，其输出电压保持限幅值5二，强迫电枢电流Id迅速上升。

直到Id彩Sm，电流调节器很快就压制了Id的增长，标志着这一阶段的结束。

在这一阶段中，ASR 很快进入并保持饱和状态，而ACR-般不饱和。

第二阶段是恒流升速阶段，在这个阶段中，ASR始终是饱和的，转速环相当于开环，系统成为在恒流给定U舘卜的电流调节系统，基本上保持电流-恒定，因而系统的加速度恒定，转速呈线性增长，是起动过程的主要阶段。

第三阶段是转速调节阶段，在这阶段中，当转速上升到给定值n•时，转速调节器ASR的输入偏差为零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值5二，所以电动机仍在加速，使转速超调。

转速超调后，ASR的输入偏差电压变为负，使它开始退出饱和状态，Uf和Id很快下降。

但是，只要Id > IdL，转速就继续上升。

・3・
直到Id = IdL 时，转矩Te = TL ，则兽=0,转速n 达到峰值。

此后IdVldL ，电动机开始在负载的阻力卜•减 速，直到稳态。

第二章主电路的计算
2.1整流变压器参数的计算
在很多情况卜•晶闸管整流装豐所要求的交流供电电压打电网往往不能•致，同时又为了减少电网与整
流装置的相互干扰，使整流主电路与电网隔离.为此需要配置幣流变压器。

整流变压器根据主电路的型式、 负载额定电压和额定电流，算出整流变压器：次相电压一次与二次额定电流以及容量。

由于整流变压 器二次与一次电流都不是正弦波，因而存在着一定的谐波电，引起漏抗增人，外特性变软以及损耗增人, 所以在设计或选用幣流变用器时•应考虑这些I 对素。

式中：卩亦一负载的额定电压;
△
整流元件的正向导通压降，取IV ：
晶闸管的额定电压为U N = （2-3） U Tm （2-7）
Udn+nAU t
二次侧柑电压U2为：U2 jgz —〉
(2-1)
n-电流回路所经过的整流元件VT 的个数, 桥式n=2： A-理想情况下a =0»时，U d01JU 2的比值, 査表对知A=2・34：
故，U 2 =
卩一电网电压波动系数，取0.9； a —最小移相角，对于不町逆调速系统取10
C 一线路接线方式系数，查表三相桥式C 取0.5V ；
Udi —变压器阻抗电压比• lOOkVA 以卜•取0.05400kVA 及以匕取0・05~0・01： I 2/l2n-二次侧允许的垠人电流与额定电流Z 比，即I 2/I 2n =A=2o
Udn+ng __________ 230+2J ___________
A? ^cosa-CU^Ij/Ijn) 2.34-0.9-(cosl0 -0.5-0.05-2)
=117.8 V 「I]于整流变压器流过的电流通常都是非正弦波，所以其电流、容量的计算弓线路形式冇关。

三相桥式 可控整流电路计算为：
变压器二次侧电流的有效值】2 = J|l d = 0.816 ♦ 291A = 237.5A (2-2) 变压器的变比K 锲=洁=號 =3
(2-3)
根据变斥器磁动势平衡原理知一次侧和二次侧电流关系为：hN] = I 2N 2 (2-4) 所以变压器一次侧电流h = ?=^A=79.2A
(2-5)
K
3
变压器容彊为：S = 3U 212 = 3 * 117.8*237.5 * 10~3kVA = 83・9kVA
(2-b)
2.2晶闸管元件的选择
晶闸管所承受的峰值电压U Tm = V6U2（2-8）
故，U N = （2-3）♦ V6* 117.8V = 264.4-396.6V
晶闸管的额定电流为1 VT（AV）=（2-9 ）
晶闸管的通态平均电流I T =*d（2-10）
任291
故，1VT（AV）=*E〒A=223.5A,考虑到余最，晶闸管的额定电流取
I VT（AV）= （1・5~2）♦ 223.5A = 335・25~447A
23晶闸管保护环节的计算
品闸管元件有很多优点，但由于击穿电斥比较接近工作电斥，热容量乂小，内此承受过电压、过电流能力差，短时间的过电压、过电流都会造成元件的损坏。

为了使晶闸管元件能正常工作而不损坏，除介理选择元件外，还必须针对过电压、过电流发生的原因采取适肖的保护措施。

凡超过晶闸管正常工作时所承受的故人峰值电压均为过电压。

过电压根据产生的原因町以分为两人类。

①操作过电压：由交流装宜拉、合闸和器件关断等经常性操作中电磁变化过程引起的过电压；②浪涌过电压：由雷击等偶然原因引起的，从电网进入变流装置的过电乐，其幅度对能比操作过电圧还高。

2.3.1交流侧过电压保护
对于交流侧的过电压，通常町采取以下保护措施：①雷击过电压町在变压器原边加接避雷器保护：② 原边电压很高或变化很人的变压器，对此采取变压器附加屏蔽绕组接地或变压器星形中点通过电容接地的方法；③整流变压器空载且电源电压过零时原边拉闸，此时采用阻容保护或整流式阻容保护：④对于雷击或更高的浪涌电斥，如阻容保护还不能吸收或抑制时，采用压敏电阻等非线性电阻进行保护。

2.3.2阻容保护计算
交流侧保护时，在变压器原、副边并联电阻R、电容C,如图3所示。

利用电容两端的电压不能突变的特性，可以有效的抑制变压器绕组中的过电压，串联电阻能消耗部分过电压的能量，同时抑制LC回路的震荡。

阻容保护计算公式：
s
(2-11)
C>6i0%U y
(2-12)
式中；S为变压器每相平均容量；6沟变压器副边相电压台效值；5%为变压器激磁电流百分值, （10-1000）kVA的变压器的激磁电流百分值为4~10：U K%为变压器的短路电压百分值，（10~1000）kVA
则，Cll = C12 = C13 > 6 * 7 ♦ 3^'2 = 8.8uF,取 10uF 。

R11=R12 = R13>2.3*^<J ；=11Q, 由公式(2-10)和(2・11)町得
的变压器的短路电压百分值为5-10o
图3交流侧阴容保护电路
取 11Q o
C21 = C22 = C23>6*4» 117.8>237.5 117.82 取5OuF 。

R21=R22 = R23>2.3*
=48・4uF, 117.82 117.8«237.5
取2Q o
2.3.3宜流侧过压保护
图4直流侧过斥保护电路图
2 6…哼 2302
= 30・4uF,取 31uF°
R1S 為7
j= 2.2Q ,取3Q 。

电力电子运行不正常或者发生故障时，町能会发生过电流，过电流分为过载和短路两种情况。

采用快 速熔断器是电力电子装置中最冇效、应用最广的i 种过流保护措施，在选择快熔时应考世:
1） 电乐等级应根据熔断后快熔实际承受的电压来确定。

2） 电流容量应按其在主电路中的接入方式和主电路连接形式确定。

3） 快熔的卩1值应小于被保护器件的允许Ft 值。

4） 为保证熔体在正常过我情况卜不熔化，应考虑时间和电流特性。

根据以上原则，过流保护的电路图如图6所示。

2.3.4晶闸管两端的电压保护
2.3.5过流保护
快熔熔体的额定电流1.571丁（AV>二】KR二】T (2-13)
1.57I T人⑴为被保护元件的额定电流的有效值：I T被保护元件的实际电流的有效值。

因此，快熔Fl、F2、F3的额定电流取79A, F4、F5、F6的额定电流取330A,
2.4平波电抗器的计算
在V-M系统中，脉动电流会增加电动机的发热，同时也产生脉动转矩，对生产机械不利。

此外，电波波形的断续给用平均值描述的系统带来一种非线性的因素，也引起机械特性的非线性，影响系统的运行性能。

因此，实际应用中希里尽量避免发生电流断续。

为了避免或减轻电流脉动的影响，需采用抑制电流脉动的措施，主要仃：
1）增加幣流电路相数，或采用名甫化的技术：
2）设豐电感量足够大的平波电抗器。

平波电抗器的电感量一般按低速轻载时保证电流连续的条件来选择，通常首先给定最小电流Idmin （以A为单位），再利用它计算所需的总电感（以mH为单位），减去电枢电感，即得平波电抗器的电感值。

对于三相桥式整流电路，总电感量的计算公式为
L= 0.693 眾単（2-14）
【dm in
一般取Idmin为电动机额定电流的5%T0%°
电动机的电感最为
LD = Kd i X1°3 （2'15）
式中，U D、I D、n —直流电动机电压、电流和转速，常用额定值代入：P-电动机的磁极对数：Kd-计算系数。

一般无补偿电动机取8〜12,快速无补偿电动机取6〜8,有补偿电动机取5〜6。

所以，平波电抗器的电感量为
117,8 -8X—————
L = 0.693 X x 103 = 2.5mH
6%X291 2X1X1450X291
第三章触发电路的设计
3.1电源的选择
直流稳压电源一般由电源变压器，整流滤波电路及稳压电路所组成。

变压器把市电交流电压变为所需的低压交流电，整流器把交流电变为直流电，经过滤波电路滤波后，经稳压器把不稳定的直流电压稳定到所需的稳定直流电压。

本次设il•把220V、50Hz的交流电经过变压器降压后，通过整流桥整流成直流电压，在经过滤波电路平滑直流电，最后通过三端集成稳压芯片7815、7915稳出+15V和・15V,电源原理图如图7所示。

其中变
-8 •
压器采用220/24的，功率为20W,整流桥由4个IN4007接成。

图7电源原理图
3.2触发电路的选择
晶闸管最重要的特性是可控的正向导通特性，当晶闸管的阳极加上正向电压后，还必须在门极与阴极之间加上一个具有一定功率的正向触发电压才能打通，这一正向触发电压的导通是由触发电路提供的，根据人体情况这个电压町以是交流、直流或脉冲电压。

由于晶闸管被触发导通以后，门极的触发电压即失去控制作用，所以为了减少门极的触发功率，常常用脉冲触发。

触发脉冲的宽度要能维持到晶闸管彻底导通后才能撤掉，帖闸管对触发脉冲的幅值要求是：在门极上施加的触发电压或触发电流应大于产品提出的数摇，但也不能太人，以助止损坏其控制极，任有晶剛管串并联的场合，触发脉冲的前沿越陡越何利于品闸管的同时触发导通。

为了保证晶闸管电路能正常，町靠的工作，触发电路必须满足以卜要求：触发脉冲应有足够的功率，触发脉冲的电压和电流应人于晶闸管要求的数值，并留有一定的裕屋。

触发信兮为脉冲时，在触发功率不超过规定值的情况下，触发电压、电流的幅值在短时间内可以大犬超过额定值。

触发脉冲应一定的宽度且脉冲前沿应尽町能陡。

由于晶闸管的触发是有一个过程的，也就是晶闸管的导通需要-定的时间。

只冇当晶闸管的阳极电流即主回路电流上升到晶闸管的掣住电流以上时，晶闸管才能导通，所以触发信号应有足够的宽度才能保证被触发的晶闸管町靠的导通，对于电感性负载, 脉冲的宽度要宽些，一般为0.5~lms,相当于50Hz、18度电度角。

为了町靠地、快速地触发人功率晶闸管，常常在触发脉冲的前沿叠加上一个触发脉冲。

触发脉冲的相位应能在规定范閑内移动。

例如单相全控桥式整流电路带电阻性负我时，要求触发脉冲
的移项范用是L -180s ,带大电感负载时，要求移项范I韦I是0； -90-:三相半波町控整流电路电阻性负载
时，要求移项范闱是0 ~90 :三相桥式全控整流电路带电阻负我时，移相范圉是0, -120 :三相桥式全控整流电路带阻感负载时，移相范曲1是0・-90。

触发脉冲与主电路电源必须同步。

为了使晶闸管在每一个周期都以相同的控制角被触发导通，触发脉冲必须与电
源同步，两者的频率应该相同，而H要有固定的柑位关系，以使每一周期都能在同样的相位上触发。

触发电路同时受
控于电压Uc与同步电压Us。

本设计采用集成触发电路，集成电路可幕性高，技术性能好，体枳小，功耗低，调试方便，触发电路图如图8所
示。

第四章控制电路的设计
4.1给定电源和给定环节的设计计算
提供的电源是15V,而最大给定电压U；m = 10V,所以需要电阻分压。

选用1/2W的电阻，则电阻的
阻值R25 = y= 弋匸 =500，给定环节的电路图如图9所示。

4. 2转速检测环节和电流检测环节的设计
一、转速检测环节的设计
转速检测电路的主要作用是将转速信号变换为与转速称正比的电压信号，滤除交流分
屋，为系统提供满足耍求的转速反馈信号。

转速检测电路主要由测速发电机组成，将测速发
电机与直流电动机同轴连接，测速发电机输出端即町获得与转速成正比的电斥信号，经过滤
波整流之后即町作为转速反馈信号反馈回系统。

其原理图如图10所示。

二、电流检测坏节的设计
电流检测电路的主要作用是获得与主电路电流成正比的电流信号，经过滤波整流后，用
于控制系统中。

该电路主要由电流互感器构成，将电流互感器接于主电路中，在输出端即町
获得与主电路电流成正比的电流信号，起到电气隔离的作用。

其电路原理图如图11所示。

4.3调速系统的静态参数计算
双闭坏直流调速系统的稳态结构图如图12所示, 两个调节器均采用带有限幅作用的PI调节器，转速
调节器ASR的输出限幅值5二决定了电流给定的最大值，电流调节器ACR的输出限幅值Um
限制了电力电子变换装置的故大输出电圧Udm，图12中用带限幅的输出特性表示PI调节器的作用。

当调节器饱和时，输
出达到限幅值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和状态。

换句话说, 饱和的调节器暂时隔断了输入与输出之间的联系，相肖于使调节器开坏。

当调节器不饱和时，PI 调节器工 作在线性调节状态，其作用是使输入偏差电圧AU 在稳态时为零。

从而得到图13所示挣特性的AB 段。

与此同时，由于ASR 不饱和，U ；<U^,从（3-2）式I d <I dm ^ 这就是说• AB 段静特性从理想空载状态 的Id = 0 1直延续到Id = Idm ，而Idm i 般 都是大于额定电流IdN 的。

这就是静特性 的运行
段，它是水平的特性。

（二）转速调节器饱和
ASR 输出达到限幅值1）舘时，转速环 呈开坏状态，转速的变化不再产生影响, 双闭坏系纽变成一个电流无静差的单电 流闭环调速系统，系统稳态时
1<1 =琴=山
(4-4)
式(3-4)所描述的静特性是图13中的BC 段，它是垂直特性。

这样的垂直特性适合于n<n 0的情况，如杲
为了实现电流的实时控制和快速跟随.希望电流调节器不要进入饱和状态•因此.
对于静特性来说,
只右•转速调节器饱和与不饱和两种状态。

（」）转速调节器不饱和，系统稳态时，它们的输入偏差电压都是零。

因此
= 5 = an = an 0 (4-1) U ； = Ui = pid (4-2)
式中a-转速反馈系数：卩一电流反馈系数。

由（3-1）式得
(4-3)
Id
图12双闭坏直流调速系统的稳态结构图
因为n >%,则％>U；, ASR将退出饱和状态。

双闭环调速系统的稳态参数计算与单闭环无静差系统的稳态计算相似，即
转速反馈系数 a = -^ = ^ = — = 0.007V - min/r (4-5)
□max nN 1450
电流反馈系数p = Him=Hlin= 8 =0014Q(4-6)
【dm AI N2X291
电动势系数c e = Un~InR, = ^0-29^0-2 = 0.118V- min/r (4-7)
c nN 1450 1
UPE的放大系数反=学=竽= 28.75 (4-8)
第五章双闭环直流调速系统的动态设计
在控制系统中设置调节器是为了改善系统的静、动态特性能。

有关系统的静态性能指标在上章已经讨论了，本章就讨论系统的动态性能指标。

控制系统的动态性能指标包括对给定输入信号的跟随性能指标和对扰动输入信号的抗扰性能指标。

1. 跟随性能指标
在给定信号或参考输入信号R (t)的作用卜，系统输出量C (t)的变化情况町以用跟随性能指标來描述。

肖给定信号变化方式不同时，输出响应也不同。

通常以输出最的初始值为零，给定信号阶跃变化卜的过渡过程作为典型的跟随过程，这时的输岀量动态响应称作为阶跃响应。

常用的阶跃响应跟随指标有上升时间、超调量和调节时间。

上升时间J表示动态响应的快速性，超调量。

反应系统的相对稳定性，超调量越小，系统柑对稳定性越好，调节时河又称过渡过程时间，用它衡最整个输出最调节过程的快慢，它既反映了系统的快速性，又包含着系统的稳定性。

2. 抗扰性能指标
在控制系统中，扰动呈的作用点通常不同于给定屋的作用点，因此系统的抗扰动性能也不同于系统的跟随性能。

当调速系统在稳定运行时，突然加一个使输出量降低或上升的扰动量之后，输出量由降低或上升恢复到稳态值得过渡过程就是一个抗扰动的过程。

常用抗扰动性能指标为动态降落和恢复时间。

动态降落是指在系统稳定运行时，突加一个约定的标准负扰动量，所引起的输出屋最人降落值恢复时间tv 是指从阶跃扰动开始，到输出量基本上恢复稳态，据新稳态値之差进入某基准量的±5% (或取±2%)范用内所需要的时间。

(2)选择电流调节器的结构
根据设计要求＜5%,并且稳态电流无静差，按典型I型系统设计电流调节器。

电流环
控制对象是双惯性型的，因此用PI型电流调节器，其含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器原理图如图14所示，其传递函数为
W ACR <S)
检查对电源电压的抗扰性能：)=2黑彩5.04 (5-5)
查典型I型系统抗扰性能指标与参数表知，警X 100% = 27.8%,単=2.8, ¥=14.7,
Cb T T
各项指标均可以接受。

-P
R
i
Ro/2 V2
1 1 ________ 1 1 ____
- 1 -----------------
------- 1丄1 --------
丁c°i
Rn/2 R Q/2
I I 1 1
1 1 1 1 1
工C°i
^bal
图14仟给定滤波和反馈滤波的电流调节器
Ue
-O
5.1电流调节器的设计
(1)确定时间常数
1) 整流装豐滞后时间常数Ts。

查表町対三相桥式电路的平均失控时间Ts = 0.00167s。

2) 电流滤波时间常数T。

"三相桥式电路每个波头的时间是3. 3ms,为了基本滤平波头，应有
(1-2) Gi=3・3ms,因此取Ai = 2ms = 0.002s。

3) 电流环小时间常数之和Ei。

按小时间常数近似处玫，取$=Ts + T°i =0・00367s (5-1)
4) 电枢回路电磁时间常数g Ti = t 4.7X10"2
0.4 = °°185S(5-2)
5) 电力拖动系统机电时间常数咯。

T m =
GD2R
375C e C m
卷J爲囂:朋“施(5-3)
(5-4)
T D 0.00367
（3）计算电流调节器参数
电流调节器超前的时间常数：Tj = Tj = 0.0185SO
电流开环增益：设计要求込<5%时，査表应取Ki&i = 0.5,因此
K[=器=
蔦 =136公-1
（5-6）
1
T^i 0.00367
于是,ACR 的比例系数为
(5-7)
（4）校验近似条件
电流坏截止频率：3& = K[ = 136.2s"1
(5*8)
佥=為而=
1996s" >
<5-9）满足近似条件
按照上述参数，电流环町以达到动态跟随性能指标，其传递还书为
5. 2转速调节器的设计
（1）确定时间常数
转速滤波时间常数根据所用测速发电机纹波情况，取T on =0.01So
3) 转速环小时间常数么和占卄按小时间常数近似处理，取T 》n = {+ T°
n = 0.0173s (5-16)
1) 检验阳闸管整流装置传递函数的近似条件
2)
检验忽略反电动势变化对电流环的动态影响的条件 3)
即金=3 x
= 29.80S-V 3“
校验电流环小时间常数近似处理条件 （5-10） 满足近似条件
訂盒=5X J o.00167x0.002 = 1824s" > %
（5）计算调节器的电阻和电容
（5-11） 满足近似条件
按所用运算放大器取Ro = 40kQ •则
R, = KjR 0 = 2.504 x 40kO = 100.16kQ
(5-12)
取 100 kQ 小 Ti 0.018S
i _ 石 _ 100X103
F= 0.185 X 10"6F = 0.185U F
(5-13) 取 0.2uF C°i =二=
竺噴 F = 0.2 x 10-6
F = 0.2uF
40X103
(5-14)
取 0.2uF
W ACR (s)
2504(00185S+1)
0.0185s
1)
电流坏鸽效时间制数詁由（5-6）式知，命=二厶 =0.0073s
Ki 136.2
(5-15)
2)
（2）选择转速调节器的结构
按照设计要求，为了实现转速无静差，在负載扰动作用点前必须有一个积分坏节，它应该包含在转速 调节器ASR 中，由于扰动作用点后面已经右一个枳分环节,因此转速环开环传递函数应共有两个枳分环节， 所以应该设计成典型II 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。

因此转速调节器选用PI 调节器，其含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI 型电流调节器原理图如图15所示，其传递函数 为
图15含给定滤波和反馈滤波的转速调节器
（3）计算转速调节器参数
按跟随和抗扰性能都好的原则，取h=5・则ASR 的超前时间常数为
x n = hT 》n = 5 X 0.0173s = 0.0865s (5-18)
转速开环增益K N 为
W ASR (S )
Kn (6S+1>
JS
(5-17)
Rn
Cn
Ro/2
1 1
丄1
----- 1
十Con
Ro/2
丄 Ro/2
h+l
2h 2T Zn 5+1
s-2 = 400.9s-2 (5-19)
2X52XO.O1732
ASR 的比例系数K"为
K n
(h+l)卩CeTm _(5+1) XO ・O14xOJ18xO ・548 _ ]] ? ( 5_兀)
2haRTgn 2x5x0.007x0.4x0.0173
（4）校验近似条件
转速环截止频率3cn = K N T n = 400.9 x 0.0865s"1 = 34.68s"1
(5-21)
Kbal
满足设计要求
注：公式(l-l)x (2-14). (4-1)〜(4-8). (5-1)〜(5-27)出至阮毅、陈伯时的《电力拖动自动控制系 统一一运动控制系统》
公式(2・1)、(2-3)〜(2-6). (2-15)出至杨文焕的《电机拖动基础》 公式(2-2)、(2-7)〜(2-10)出至王兆安、刘进军的(电力电子技术》 公式(2-11)〜(2T3)出至贺益康、潘再平的《电力电子技术》
1)校验电流环传递函数简化条件
7单=养 牆= 64.2S-1 > 3“
(5-22)
满足简化条件
3 ylT^i 3 yj 0.00367
cu
2)校验转速环小时间常数近似处理条件
扌=异 磨si = 38.9s-1 > u )cn (5-23) 满足近似条件
3 7 1 on 3 ¥ 0*01
(5) 计算转速调节器的电阻和电容
按所用运算放大器取Ro = 40kQ ,则
R n = K n R 0 = 11.2 x 40kQ = 448kO
(5~24) 取 448kQ
C
n = ^ = jS F = 0193 % 10呵= 0.193uF
(5-25)取0.2uF
C°n =导=字尝F = 1 X 10"6F= luF (5-26) Ro
40X103
取luF
(6) 校核转速超调量
皿 * 2 x 81.2% x (2 - 0) x 需 x 勢=6.98% < 10%
T m
0.548
(5-27)
2
AC max。