适合低压大电流应用的DC_DC变换器的研究

管的数目是有限制的 ,并不是越多越好 ,应根据损耗 计算设计选择 。式 (13) 是 n 只同步整流管并联的 总损耗表达式 :
Psr = PdM + Pg + Pcs + PdD + Prr
(2) { Im ( T6) { > I0 N 由于折射到初级的负载电流小于给 Cs 放电的 磁化电流 Im , Cs 继续被 ( { Im ( T6 ) { - ID1 N ) 放 电 ,直到负载电流全部从 VD2 换流至 VD1 中 。这 时 ,磁化电感的储能不仅提供给 Cs 放电所需能量 , 而且提供负载电流 。如果磁化电感储能足够大 ,就
1 引 言
目前 ,低压/ 大电流 DC/ DC 模块电源的市场需 求量很大 ,研究其相关技术有着重要的实际意义 。 使电源模块具有高功率密度是研究的主要目标之 一 ,如何使变换器在较高开关频率下仍有较高效率 是其关键 。同步整流[1 ] 可有效减小整流损耗 ,但并 非所有的变换器拓扑都适合与同步整流电路结合使 用 。本文针对 40～60V 输入 ,5V/ 30A 输出的二次 电源模块 ,在分析同步整流技术的基础上根据同步 整流电路的特点 ,选择出适合与自驱动同步整流结 合使用的最优电路拓扑 ———有源钳位自驱动同步整 流正激变换器[2 ] ,进行了详细的电路分析 。
与两级结构变换器相比 ,有源钳位正激和互补 控制半桥所用器件较少 ,更具吸引力 。此外 ,这两种 拓扑还能实现功率管的软开关 ,工作频率高 ;变压器 的磁芯双向磁化 ,磁芯的利用率高 。
当输入电压范围较大时 ,互补控制半桥电路次 级所得到的驱动电压变化范围过大 ,已不适合用来 驱动 MOSFET ,而有源钳位正激变换器在输入电压 变化较大时 ,同步整流管始终可以得到较好的驱动 , 而且其动态响应也比较快 。因此 ,针对 40～60V 输 入 ,5V/ 30A 输出的二次电源模块 ,有源钳位自驱动 同步整流正激变换器是比较理想的选择 。
摘要 :针对低压/ 大电流输出 DC/ DC 模块电源 ,根据同步整流电路的要求 ,选择出适合与之结合使用的高效拓 扑 ———有源钳位自驱动同步整流正激变换器 ,分析了其工作原理和关键参数设计 ,通过样机实验 ,验证了该拓扑的 高效性 。
关键词 :变换器/ 有源钳位正激变换器 ;同步整流 中图分类号 : TM46 文献标识码 :A 文章编号 :1000 - 100X(2002) 03 - 0053 - 04
断 ,负载电流 Io 流过 VSR1的体二极管 VD1 。 此模态的等值电路如图 4 ,电路状态方程为 :
d V cs dt
=
1 Cs
Im
+
1 Cs
Io
N
(1)
54
d Im dt
=
-
1 Lm
V cs
+
1 Lm
V in
(2)
开关模态 3 ( T2～ T3) : T2 时刻后 , Cs 被充电至
高于 V in , 次级电压 V s 由正变负 , Io 由体二极管
电压的上升 ,流过 VD2 的负载电流逐渐往 VD1 换
流 , ID1折射到初级 ,流过 VD1 和 VD2 的电流 ID1 、
wk.baidu.com
ID2之和为负载电流 Io 。此时初级给 Cs 放电的电流
为[ { Im ( T6) { - ID1 N ]
适合低压大电流应用的 DC/ DC 变换器的研究
根据负载电流大小的不同 ,此后的电路工作状 态大致可分为两种情况 :
Research on ActiveΟclamping For ward DC/ DC Converter Using Synchronous Rectif ier
L IU J un ,ZHAN XiaoΟdong , YAN YangΟguang
( N anji ng U niversity of A eronautics and Ast ronautics , N anji ng 210016 , Chi na) Abstract :The paper introduces a high effictiency topology suitable for lowΟvoltage high2current DC/ DC converterΟac2 tive clamping forward converter wit h selfΟdriven synchronous rectification. Its operation principles and key designing met h2 ods are analyzed ,and experiment results verify t he high effciency of t he topology. Keywords :converter ;activeΟclamping forward converter ; synchronous rectify
开关模态 1 ( T0～ T1) :此刻 ,主管 VS1 处于导 通状态 ,变压器初级承受正压 ,次级 VSR1处于通态 。
图 2 有源钳位同步整流正激变换器的电路原理图
图 3 有源钳位同步整流正激变换器的典型工作波形
图 4 模态 2 的等值电路 开关模态 2 ( T1～ T2) : T1 时刻 ,主管 VS1 软关 断 ,负载电流 Io N 和磁化电流 Im 之和给 VS1 的输 出节电容 Cs 充电 。 T2 时刻 , VS1 的漏源间的电压 V ds上升至 V in ,V SR1 的驱动电压也降为零 ,V SR1 关
反向磁化 , Im 由正变负 。次级负载电流 Io 仍通过
V SR2续流 。
开关模态 6 ( T5～ T6) : T5 时刻 ,关断 VS2 ,由于
Im 不能突变 , Im 开始给 Cs 放电 , VS1 的漏源电压
V ds从 ( V in + V c) 往下降 ,变压器初级电压从 V c 开
始下降 。 T6 时刻 ,V S1 的漏源电压 V ds降为 V in ,在
图 1 一种简单经济的同步整流驱动电路
2. 2 自驱动同步整流主电路拓扑的选择 驱动同步整流管的理想的电压波形应满足两点
要求 : ①无死区时间 ,避免负载电流流过体二极管的 时间加长 ,导致损耗过大 ; ②上升沿和下降沿要快 。
能与自驱动同步整流电路较好结合的拓扑有 3 种 :有源钳位正激变换器 ;互补控制半桥变换器 ;两 级结构变换器 。
模态 6 中 ,主管 VS1 在开通前的漏源电压由 ( V in +
V c) 降为输入电压 V in ,部分实现了软开关 。
T6 时刻的磁化电流 :
Im ( T6) =
Im (
T5) 2
+
(1
D2 V in
-
D2)
Z
2 r
(6)
开关模态 7 ( T6～ T7) : T6 时刻 ,初级电压由负
变到零 ,VSR2关断 ,负载电流流过 VD2 ,并随着次级
图 5 是考虑 MOSFET 寄生元件的电路示意图 。
同步整流管的总损耗表达式为 :
Psr = Io2 R ds + 2 Q g V g f s + Io V f t dead f s + Q rr V ds
图 5 考虑同步整流管寄生参数的电路示意图
(7)
工程应用中 ,选择同步整流管应根据如下原则 :
当负载电流很大时 ,并联同步整流管是一个很 有吸引力的选择 ,但在较高开关频率下 ,并联 MOS
(1) | Im ( T6) | < Io N 由于折射到初级的负载电流大于给 Cs 放电的 磁化电流 Im ,所以此时 Cs 不再被放电 ,电压保持在 输入电压 V in ,两只同步整流管处在自然续流状态 。
收稿日期 :2001 - 10 - 16 定稿日期 :2002 - 01 - 10 作者简介 :刘 军 (1974 - ) ,男 ,山东安丘人 ,博士生 ,研
究方向电力电子技术与电力传动
压器次级主电路获得驱动信号 ,如图 1 所示 。自驱 动同步整流方案简单 、经济 、可靠 ,应用广泛 ,在产品 设计中优先使用 。
②在较小的驱动电压下就可完全开通 ; ③体二极管的正向导通压降 V f 低 ,反向恢复 电荷 Q rr小 。 假设变换器负载电流平均值 Io 为 30A ,同步整
VSR1和 VSR2的体二极管的导通损耗 :
流管 承 受 电 压 应 力 V ds 为 15V , 开 关 频 率 f s 为
式中 V f t dead
53
第 36 卷第 2002 年 6
3期 月
电力电子技术 Power Electronics
Vol. 36 ,No. J une ,2002
3
3 有源钳位同步整流正激变换器的稳 态分析
图 2 是主电路原理图 ,Cc 是钳位电容 ,Cc 的容 值取得足够大 。稳态分析时 ,钳位电容上的电压可 近似认为是恒压源 V c 。每个开关周期可分为 7 个 开关模态 。图 3 是其工作的典型波形 :
VD1 换流至 VD2 中 ,L m 和 Cs 谐振 , Im 开始下降 。
在 T3 时刻 ,Cs 被充电至 ( V in + V c) 。
电路状态方程为 :
d V cs dt
=
1 Cs
I
m
(3)
d Im dt
=
-
1 Lm
V cs
+
1 Lm
V in
(4)
T3 时刻的磁化电流为 :
Im ( T3) =
通 , Im 通过 VS2 的体二极管给 Cc 充电 ,钳位电容电
压加到变压器初级绕组上 。此时 VSR2被触发导通 ,
Io 通过 VSR2续流 。在 T3～ T4 间的某一时刻 ,触发
VS2 导通 ,VS2 实现零电压开通 。
开关模态 5 ( T4 ～ T5) : T4 时刻 ,磁化电流 Im
降为零 。 T4 时刻后 ,在 V c 的作用下 ,变压器磁芯
2 同步整流技术
2. 1 同步整流驱动电路的选择 驱动同步整流管的方法可分为两种 : (1) 外加控制驱动电路 。即通过附加的逻辑控
制和驱动电路产生出同步整流管的驱动信号 。这种 方法能提供高质量的驱动波形 ,但增加了电路的复 杂性和成本 ,在电源产品中的应用较少 。
(2) 自驱动同步整流 。一种简单的自驱动同步 整流电路是在主变压器上加两个辅助绕组 ,直接获 得驱动信号 。另一种更简单经济的办法是直接从变
第 36 卷第 2002 年 6
3期 月
电力电子技术 Power Electronics
Vol. 36 ,No. J une ,2002
3
适合低压大电流应用的 DC/ DC 变换器的研究
刘 军 , 詹晓东 , 严仰光
(南京航空航天大学 , 南京 210016)
PdD = Io V f t dead f s
(10)
负载电流 Io 时体二极管的正向导通压降
死区时间内二极管的导通时间
300k Hz ,驱 动 电 压 V g 为 10V , 驱 动 电 流 峰 值 为 1. 5A ,两同步整流管导通之间的死区时间 t dead 为 200ns ,鉴于负载电流比较大 ,这里采用两只 MOS 管
其中 ,VSR1和 VSR2的总导通损耗可表示为 :
①导通电阻 R ds(on) 小 ,栅源极间的结电容 Cgs
PdM = Io2 R ds
(8) 小 ;
VSR1和 VSR2的栅源结电容引起的总驱动损耗为 :
Pg = 2 Q g V g f s
(9)
式中 Qg
MOSFET 每次开通需要的驱动电荷
V g 为驱动电压幅值
Im ( T2) 2 -
D2 V in
(1 -
D2)
Z
2 r
Im (
T2) 2
+
(1
D2 V in
-
D2)
Z
2 r
(5)
式中
Zr
=
1 ωr Cs
,
ωr = 1 L m Cs
开关模态 4 ( T3 ～ T4) : T3 时刻 , Cs 被充电至
( V in + V c) 。 T3 时刻后 , 辅管 VS2 的体二极管导
=
1 n
Io2
R ds
+
2
nQg
V
g
f
s
+
nCs
V
2 ds
f
s
+
Io V fn t dead f s + nQ rrn V ds f s
(13)
式中 V fn
负载电流 Io 时 n 只 MOSFET 并联后的体二 极管的正向压降
Qrnn 相应的反向恢复电荷
可实现主管 ZVS 开通 。
4 同步整流损耗分析