15W纯甲类功放电路图及原理

15W純甲類功放電路圖及原理

2009-06-12 22:01:21.0

縱觀目前市場上的Hi－Fi功放，輸出功率在100W以上的以甲乙類放大產品居多，50～100W 的功放中甲類放大產品佔有相當的比例。從高保真的角度來看，功率儲備大些當然是好，但若從節省能源的角度來看，就值得考慮了。由於純甲類功放的效率很低，所以在您欣賞美妙音樂的同時，約有百分之七八十以上的電能變成熱量散發掉了。一台每聲道輸出功率為50W的純甲類功放，若以30％計其效率，則靜態功耗就有330W之大，說句玩笑話，簡直是“守著火爐吃西瓜”。筆者在幫人選購功放時就經常遇到這樣的情況：很多人雖然為純甲類功放的音色所傾倒，但也往往因其“發高燒”的工作狀態而忍痛割愛。功耗大也是電子管功放的致命弱點。市場經濟是無情的。國內幾家有名的生產膽機的廠家，如斯巴克、歐博、大極典也先後推出了自己的電晶體功放，就證明了這一點。

根據我國國情，一般工薪階層的居室面積多在二十平方米以下，並且通常以客廳或臥室兼作聽音室。若音箱的靈敏度在89dB以上，則10～20W的純甲類功放就可滿足一般欣賞要求。如果在歌舞廳裏那樣的環境中讓我們的耳朵長期承受大音量，聽力就會逐漸減退。再說，吵得左鄰右捨不得安寧,也不合適。所以說，如果生產一些功率在15W左右的音質音色較好的功放，靜態功耗在100W以下，肯定會有市場。可惜這類功放是個空白。日本金嗓子有一款A20，每聲道純甲類功放20W，音質有口皆碑，但價錢卻令人望而卻步。現在，國內生產功放的廠家似乎在攀比，功率越做越大，重量越做越重，但銷路卻不見得很好。何不製作一些“好吃不貴”的功放來投放市場呢？本著這個思想，我們設計了這臺15W純甲類功放，試圖在這方面做一些嘗試。

一電路原理

1、功放電路

由VT1、VT2組成差動放大電路，每管靜態電流約為0.5mA。R3為VT1的集電極負載電阻，VT1與推動級VT4之間為直接耦合。輸出級由兩隻型號相同的NPN型大功率電晶體VT5、VT6組成，而沒有採用互補對稱推挽電路。輸出管VT6對於負載（揚聲器）來說是共發射極電路，而VT5則是射極輸出電路，因此是不對稱放大。但實驗測試表明，整個放大電路在取消大環負反饋（將R5短路）時的開環失真卻很小，而且主要是偶次諧波失真。這個功勞應該歸功於推動級電路。推動電路是本機最具特色的電路，它的作用和效果與傳統的RC自舉電路相比，有過之而無不及。VT4為集－射分割式倒相電路，分別由其集電極和發射極輸出一對大小相等、方向相反的信號。VT4對於輸出管VT6來說為射極輸出電路，電壓放大倍數小于1。從VT4集電極輸出的信號通過交流電阻很小的發光二極體VD1，加到輸出推動管VT3的基極。VD1的正嚮導通壓降約為1.9V左右，可看作一個噪聲

很小的穩壓二極體，它使得VT3的發射極電阻R7兩端的直流電壓UEC基本不變，約比VD1的穩壓值小0.7V。對交流信號而言，R7是與VT3的發射結電阻相並聯的。VT3和VT5組成同極性達林頓式複合管。因此推挽放大的上臂是由一級共射放大電路（VT4）和二級射極輸出電路（VT3、VT5）構成的，而推挽電路的下臂是則由一級射極輸出電路（VT4）和一級共射放大電路（VT6）構成，可見是不對稱的推挽放大電路。故在選擇放大管時，這幾隻管子的電流放大系數也不必配對。這一點在工廠大批量生產時尤為重要，可以大大降低成本。該樣機各管β值如下：β1=β2=110，β3=50，β4=90，β5=70，β6=90。也就是說，要把β值較大的管子優先安排為VT4和VT6。該功放電路的開環電壓放大倍數約為504，閉環電壓放大倍數由R4和R5決定，約為15.7。甲類推挽功率放大電路的理論最高效率為50％，該樣機實測最大不失真輸出電壓的有效值為11V，折合成輸出功率約為15W（8Ω），靜態功耗約為40W，因此最高效率為37.5％。當無信號輸入時，效率為零，40W功率幾乎全部消耗于兩隻輸出管上，因此要加上足夠面積的散熱器，並且保證通風情況良好。

總之，該功放有以下特點：

1功率輸出管的電流放大系數不需配對；

2用筆者設計的推動電路取代了傳統的自舉電路，頻率響應好；

3輸出電壓幅度大；

4電路簡單、調整容易、便於製作。

2、穩壓電源

由於功放為OCL電路，輸出端與揚聲器直接耦合，故一般應加裝延時保護電路，但由於該機採用了具有短路保護及軟啟動功能的±17V雙路穩壓電源，故省略了這部分電路。正負穩壓電路均採用集電極輸出式調整電路，效率高且具有短路保護功能，但不能夠自啟動。VT7、VT9組成複合電源調整管。VT11為取樣放大管。由於VT11的基極接地，故發射極電位必須為－0.7V才能使它工作于放大狀態。所以R19的下端不能接地，而是接至－17V。所以，如果萬一負輸出電源對地短路，將會使VT11的發射極與基極間的電壓為零，從而使VT11截止，這樣調整管VT9、VT7因得不到基極電流也截止，結果使得正輸出電源電壓為零。由於正、負穩壓電路是對稱的，故當正電源對地短路時，也會使負電源電壓為零。功

放電路的輸出端省卻了揚聲器保護電路的原因也在於此，萬一有一隻輸出管發生擊穿短路，另一隻輸出管也會由於上述保護功能而得不到電源電壓，這樣揚聲器中就不會有大的直流電流通過，從而有效地保護了揚聲器。

該電源的輸出電壓基本上由VD4、VD5兩隻穩壓管的穩壓值決定，約比它們的穩壓值低0.7V左右（即減去VT11、VT12的發射結直流壓降），故對兩隻穩壓管要仔細挑選配對。

輸入端濾波電容器每邊採用兩隻4700μF的電解電容器並聯使用，而輸出端的濾波電容器每邊僅採用一隻10μF的無極性電容器。通過樣機實測，當輸出電流為2.4A（滿載）時的紋波電壓很小：正電源側為0.8mV，負電源側為1.25mV。此外，波形並非100Hz的鋸齒狀，而是頻譜較寬的噪聲狀。

該電源的穩壓性能之所以較好，一是由於集電極輸出式穩壓電路的調整管具有一定的電壓放大倍數，二是由於取樣電路的取樣比等於1，輸出端的電壓變化直接通過VD4、VD5耦合到了取樣放大管VT11、VT12的發射極。

為了消除一般OCL電路開機時通過揚聲器的衝擊電流造成的“噗”聲，該電源還設計了軟啟動電路。其工作原理如下：開機後，濾波電容器C3上的正電壓通過R10向C5充電，C5上的電壓按指數規律上升。該電壓通過R12及VD2加到正電源輸出端，同時通過R16為VT12的發射極提供電流，使負電源也同時啟動。電源電壓達到正常值後，正輸出電壓通過R14給單向可控矽VD3提供觸發電壓而使它導通。VD3導通後，其陽極電壓降低到0.7V以下，故二極體VD2截止。C5上的電壓通過R12和VD3放電。延遲時間由R10、C5時間常數決定，本例中此常數為0.33秒，開機時音箱中一點兒聲響都沒有。

該電源的效率很高，調整管集電極和發射極之間電壓降至1V時，輸出電壓仍可保持穩定。若市電交流電壓為220V時，穩壓電路的輸入電壓設定為±22V （帶額定負載），則可以使穩壓電源在市電變化±10％時，仍工作在最佳狀態。若以調整管壓降為7V計算，在滿負荷2.4A時的管耗約17W，因此只需較小的散熱器，此時效率在70％以上。當調整管壓降為3V時，效率為85％。

總之，該電源電路特點是：具有軟啟動功能；具有正負電源分別短路或同時短路的保護功能，可省去揚聲器保護電路；高效率，約70～85％以上；低紋波系數。

二、製作與調整要點

1.元器件的選擇

功率輸出管VT5、VT6選用東芝的2SC3281，β在70～110之間。實驗時也曾選用過三肯的2SC 2922，但發現容易產生高頻自激。推動管VT4選用NEC的2SD401，β值為70～90，VT3也用2SD401，β在50～70之間。當輸出管的β值在100以上時，VT3、VT4也可選用國產管3DG130（3DG12）。輸入級VT1、VT2可選用9012或9015等，β值在100左右，不宜太高，但要求配對；也可選用P溝道結型場效應電晶體，但耐壓應不低於40V(因手頭無此類管子，故未曾實驗)。電阻的功率R6、R10應選1W以上，R7、R16、R19應選1／2W以上，其餘不作要求。電阻R9採用兩隻1W、0.51Ω電阻並聯，作為測量時取樣使用。穩壓管VD4、VD5應選1W以上功率的。單向可控矽可選1A電流的任何型號。

電源部分的VT7、VT8選用MJ2955和2N3055或其他互補配對管，要求β大些，最好