利用密勒补偿电路解决相位补偿

V0= 1+AAFVREF ≈ F1VREF
(1)
其
中
A= g1g2Ro1Ro,F=
RF2 RF1+ RF2
Ro≈ Ro2∥ RL
上式中,Ro1和 Ro2分别为 g1和 g2的输出阻抗,RL 为
LDO 稳 压 器 的 负 载 电 阻 。
设计难度和电路的复杂程度。
由负反馈理论及文献[5],LDO 稳压器的负载 调整率和电压调整率分别为:
A1 =gm5(rds- m2 ∥
rds- m9)=
(λm2
2gm5 + λm9)Ibias
=
へ 2 upCox(W/L)m5 = 40dB へ (λm2 + λm9)/ Ibias
(7)
图 4 带动态密勒补偿 LDO稳压器的具体电路 Fig.4 DetailedcircuitoftheLDO withdynamicmillercompensation
KKCwNLdP5#$% LKURJEQNLP9dCDEFGHFGJJKLHNFOKDPEQGND9PQEbGJGQC9=I%SHEOEHGQNL EEBMM50@,.*
-引 言
因为具有低噪声、高 cfRR、低静 态 电 流、快速 瞬态 响 应 以及 低 成 本 等 优 点+(M7f型 6*7 稳 压 器在高端便携式设备中得到了越来越广泛的应用8 例 如 在 手 机 的 电 路 系 统 中 +从 射 频 和 基 带 电 路 到 音 视频处理电路均由不同种类的 6*7稳压器提供高 性能的直流电源 8 [-]
第 0@卷 第 :期 0..@年 4月
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固体电子学研究与进展 R]f])R(H &cR7GR]ff7Fff]
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利用动态密勒补偿电路解决 #$%的稳定性问题&
来新泉 解建章 杜鹏程 孙作治
’西安电子科技大学电路 ()*所+西安+,-..,-/ 0..12.32-.收 稿 +0..12--2-4收 改 稿
4 具体电路实现
利 用 上 述 系 统 原 理 ,本 文 设 计 了 一 个 输 出 电 压 为 2.5V,额定输出电流为 300mA,电压调整率为 0.005%/V,电流调整率为 0.001%/mA,并且具有 限流保护功能的 CMOS型 LDO 稳压器,具体电路 结构如图 4所示。
第一 级 跨 导 放 大 器 g1 由 单 端 输 出 的 OTA 构 成,输入为基准电压 VREF和反馈信号 VFB,输出信号 为 Vo1。为 降 低 噪 声 并 提 高 电 源 电 压 的 范 围 ,输 入 级 差 分对采用 PMOS管[4]。该 OTA 的小信号直流电 压增益为:
关 键 词 5低 压 降 稳 压 器 9动 态 密 勒 补 偿 9稳 定 性 9=型 场 效 应 管 电 容 器 中图分类号5>?1:0 文献标识码5) 文章编号5-...2:4-3’0..@/.:2:4@2.A
B $CDEFGHIGJJKLMNFOKDPEQGNDMGLHRGQSNL#$% TKURJEQNLP
6)VWXYZ[\Y WV]^X\Y_‘\Ya *b cdYae‘dYa fb? g[h_‘X
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BbPQLEHQ5) Yhvdl;yY\mXemXlldrehmpdYs\tXhYeXre[Xtw\s;dvdlhpd;XYt‘Xsp\pdrthshlvd t‘d st\bXlXty prhbldm hflhw ;rhph[t rda[l\thrs ’6*7s/. (hmp\rd; wXt‘ ehYvdYtXhY\l mdt‘h;s+Xtkddpst‘db\Y;wX;t‘ st\bldth Xmprhvdt‘dpdrfhrm\Yedhftr\YsXdYtrdsphYsd ard\tly+\Y;XYerd\sdst‘dhpdYlhhpa\XYby:.;< \tt‘ds\mdtXmd+w‘Xe‘m\kdst‘d6*7 ‘\vd‘Xa‘drlXYdrda[l\tXhY \Y; lh\; rda[l\tXhY spdeXfXe\tXhY.)Y V( w\sf\brXe\td; w‘Xe‘ prhvd;t‘dv\lX;Xty\Y;fd\sXbXlXtyhft‘Xsmdt‘h;.
电源要求很高的场合。
3 新系统方案的设计
用动态密勒补偿方法解决稳定性问题的系统
原 理如图 2所示。前向放大通路由 g1、g2和 g3三个 跨 导 放 大 器 构 成,开 环 电 压 增 益 为 A= g1g2g3Ro1 Ro2Ro,其 中 Ro≈Ro3∥RL。 由 于 增 加 了 一 级 跨 导 放 大器,使 开 环 电 压 增 益 提 高 30dB左 右,大 大 改 善 了 LDO稳压器的负载调整率和电压调整率指标。
& ]2m\Xl5xZl\X@m\Xl.xX;X\Y.d;[.eY9thYyxXdj_@-0A.ehm
386
固体电子学研究与进展
25卷
2 传统的 LDO频率补偿方法
传 统 LDO 稳 压 器 的 系 统 框 图 如 图 1所 示,系 统由 两 个 跨 导 放 大 器 g1、g2、一 个 buffer以 及 交 直 流反馈电路构成 。 [3] 为了有较大的电流输出能力, LDO 的调整管 (即 g2)的 面 积 一 般 较 大,使 g2 的 输 入 电容很大。利用 buffer电路,可以将 g1输出级的 高 阻 抗 结 点 与 该 电 容 隔 离 ,提 高 系 统 带 宽 。 系 统 工 作 在 深 度 负 反 馈 条 件 下 ,输 出 直 流 电 压 为 :
s/ω2)
(2)
其
中
ω1=
g2R01R01CC,ω2=
g2 CL
单
位
增
益
带
宽
为
:GBWຫໍສະໝຸດ Baidu
=
g1 CC
(3)
为保证系统稳定,必须使 ω2》ω1;但是,当负载
电流增大时,第二级的电压增益 g2Ro降低,密 勒 效
应减 弱,ω1 向 ω2 靠 扰,系 统 容 易 出 现 不 稳 定 问 题。
为了 保 证 大 负 载 条 件 下 的 稳 定 性 必 须 增 大 CC,这
图 1 传统 LDO稳压器的系统框图 Fig.1 Blockdiagram oftraditionalLDO
框图中的 CC 为密勒补偿电容。RC 将密勒效应 引起的右半平 面 极 点 g2/CC 抵 消 以 [4] 后,该 电 路 的 开环交流电压传递函数可简化为:
H(s)=
(1+
- A。 s/ω1)(1+
但 由 负 载 电 流 变 化 所 引 起 的 稳 定 性 问 题 +使 大 多数 6*7稳压器的工作范围受到限制 8 [0] 本文提 出 了 一 种 新 颖 的 动 态 密 勒 补 偿 电 路 +使 芯 片 内 部 产 生 一 个 随 负 载 电 流 变 化 的 零 点 8该 电 路 不 需 要 外 接 ]fR 进 行 频 率 补 偿 +并 且 增 加 了 系 统 带 宽 8由 这 种 方法设计的 6*7具有响应速度快、稳定性好、节省 空 间 等 优 点 +并 且 具 有 更 高 的 电 压 调 整 率 和 负 载 调 整率8
路在轻负载和重负载条件下的零极点分布如图 3
图 3 开环增益的幅频特性 Fig.3 Gain-frequencycharacteroftheopenloop
所 示 ,轻 负 载 时 ,ωp1为 系 统 的 主 极 点 ;重 负 载 时 ,ωp2 为 系 统 的 主 极 点 。这 种 设 计 使 系 统 在 不 同 负 载 条 件 下的 0dB带 宽 变 化 不 大,从 而 保 证 了 各 种 条 件 下 的 瞬 态 响 应 速 度 基 本 一 致 。 补 偿 零 点 的 加 入 ,使 系 统的带宽大大增加。
摘 要5针对 6*7稳压器的稳定性问题+设计了一种新颖的动态密勒补偿电路8与传统方法相比+该电路具有 恒 定的带宽+大大提高了系统的瞬态响应性能9同时将开环增益提高了 :.;<左右+使 6*7稳压器具有较高的电 压 调 整 率 和 负 载 调 整 率 8 通 过 具 体 投 片 +验 证 了 该 方 法 的 正 确 性 和 可 行 性 8
输出电压 Vout。因为 M20和调整管 MP1的源栅源电压 均相等,所以电流采样精度很高。当负载电流在额定 输出范围以内时,采样 电 流 很 小,M24微 导 通 而 M19 工 作于线性区,上拉管 M27截止;当输出电流达到限 流值时,采样电流的增大使 M24进入线性区而 M19微 导通,上 拉 管 M27导 通 将 调 整 管 MP1的 栅 极 电 压 箝 位,起到限流功能。
buffer电路将补偿电容 CC 形 成 的 前 馈 通 路 隔 离,消除了 密 勒 效 应 引 起 的 右 半 平 面 零 点,使 系 统 频带拓宽。CC 是由PMOS管构成的压控电容,电路
3期
来新泉等:利用动态密勒补偿电路解决 LDO的稳定性问题
387
设计 时,使 buffer电 路 的 交 流 输 出 阻 抗 RC 和 直 流 输出电压 V1均随 LDO负载电流的增大而减小,而 CC 的电容值随 V1的减小而减小。
补偿电路由第二级跨导放大器 g2、buffer和 CC 构成,RC 是buffer的输出阻抗。因为g2级的电压放 大 倍 数 不 随 负 载 电 流 变 化 ,所 以 保 证 了 密 勒 效 应 的 稳定性。由于密勒效应,Cp2和Ro2产生的极点 1/(Cp2 Ro2)被移至 g2/Cp2。只要 g2 级的增益设计合理,就 可 以使 g2/Cp2位于开环电压传递函数 0dB带宽的 十 倍 频 程 以 外 ,不 会 影 响 系 统 的 稳 定 性 。
ΔVo ΔIo
=
Ro2 1+ AF
(4)
ΔΔVVoi=
RL
RL + Rds
·1+1AF
(5)
上式中 Rds为跨导放大器 g2(即调整管)的源漏直流
电阻。由于该系统只有一个恒定的主放大级 g1,导
致 开 环 电 压 增 益AF很 小 ,所 以 这 种 结 构 的LDO 负
载 调 整 率 和 电 压 调 整 率 都 不 是 很 高 ,不 能 应 用 于 对
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固体电子学研究与进展
25卷
交流输出阻抗为:
ro1 =
2 (λm2 + λm9)Ibias
(8)
第二级跨导放大器 g2由电流源作负载的 共 源
放大器 构成,M13为放大管,M14为电流源负载,输出
出信号为 Vo2。该级的电压增益为:
A2= gm13/[(λm13+ λm14)Im14]= 30dB (9) 第三级跨导放大器 g3由输出级的调整管 Mp1和 它漏端所接的电阻构成。该设计中,取反馈电阻阻值 为 600kΩ,则MP1在空载时消耗的静态电流为 4µA。 当负载电流由0增加到 300mA 时,该级的电压增益 将由 27dB降至 14dB。 因为要求输出电压为 2.5V,而带隙基 准 电 压 VREF为 1.25V,所以取反馈系数 F=0.5即-6dB。 通 过 对 三 级 放 大 器 电 压 增 益 的 设 计 ,使 系 统 的 总 开 环 增 益AF 达 到78dB以 上 ,确 保 了 高 性 能LDO 稳压器的电压调整率和负载调整率指标。 限流保护电路和补偿电路中用到的 buffer如图 4虚 线 框 内 电 路 所 示 。 M20～ M22构 成 输 出 电 流 采 样 电 路,设计时,取 M22的偏置电流很小而 M21的 W/L 很大,使得 M22和 M21都工作在亚阈值区附近,因而 VSG- ≈ M21 VSG- ≈ M22 VTH,采样管 M20的漏端电压等于
将 导 致 系 统 带 宽 降 低 且 芯 片 面 积 增 大 。 同 时 ,为 了
获 得 足 够 大 的 带 载 范 围 ,buffer电 路 一 般 要 求 由 输
入 输 出 均 为 轨 至 轨 的 运 算 放 大 器 实 现 ,从 而 增 加 了
图 2 动态密勒补偿型 LDO稳压器 Fig.2 LDO withdynamicmillercompensation
忽 略 电 路 中 次 要 寄 生 参 数 的 影 响 ,该 系 统 的 开 环电压传递函数可简化为:
H(s)=
A(1+ s/ωz) (1+ ωp1)(1+ s/ωp2)
(6)
其中 ωz= RC1CC,
ωp1=
1 R0CL
ωp2=
1 g2Ro2Ro1CC
当 负载电流增大时,ωz和ωp1增大而ωp2减小。电