峰值电流模式
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开环不稳定性
图2电流型变换器的开环不稳定性 (a) D<0.5 (b)D>0实.用5文档 (c)D>0.5并加斜坡补偿
❖ 占空比>0.5时，这个拢动将随时间增加 而增加，如图2（b）所示。这可用数学 表达式表示：
❖ ΔI1=－ΔI0(m2/m1) (1)
❖ 进一步可引入斜率为m的斜坡信号，如图 2（c）所示。这个斜坡电压既可加至电 流波形上，也可以从误差电压中减去。
在控制工程实际中，补
偿 斜 率 m一 般 取 为 m=(0.7～ 0.8)m2，
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斜坡补偿电路设计
图4 斜坡补偿电路 Ｒ1、Ｒ2 值的比例决定了所加的斜坡补偿量。电容Ｃ1 是交流耦合电容,使晶振的交流分Ｃ2 和Ｒ1 组成滤波电 路,滤去初级Ｉｐ中的前沿尖峰,避免误动作。∆ＶＯＳＣ 是晶振锯齿波的峰峰值。
❖ 电流反馈PWM，取输出电感线圈电流的信号与 误差放大器输出信号进行比较，调节占空比电 感峰值电流跟随误差电压变化而变化。
❖ UC3842工作原理
结构：
•电流测定放大器 •误差放大器 •比较器 •振荡器 •锁存器
•欠压锁定电路 •关闭信号 •电流限制 •软启动 •输出端工作频率500kHz
实用文档
❖初上电时，当电源电压低于启动电压（约16V）时→ 封锁PWM信号输出→输出端(引脚6)为低电平。
lim
n
in
0
故系统稳定的充要条件是
m m2 1 m1 m
因 为 在 稳 定 条 件 下 ， D• m1=-(1－ D)m2， 消 去 m1，
峰值电流控制系统稳定充要条件为
m 2D 1 m2 2D
（3）
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在100％占空比下求解这个方程（3）有 ：
（4）
m>(－1/2)/m2
为了保证电流环路稳定工作，应使 斜坡补偿信号的斜率大于电流波形下降 斜率m2的1/2。
tD30C0T
ft：时钟频率(kHz) RT：外接电阻(kΩ)
fT
1.75 RT CT
CT：外接电容(uF) tD：死区时间(us)
驱动电路结构为推挽结构的跟随电路，输出峰
值电流可达500mA，可直接驱动主电路的开关
器件。
实用文档
❖ UC3842各组成部分的原理
欠电压保护电路对集成PWM控制器的电源实施 监控。
峰值电流模式控制电路设计
主要内容： ❖ 峰值电流模式控制电路的结构和优点 ❖ 峰值电流模式控制存在的问题及斜坡补
偿器设计 ❖ 峰值电流型典型控制芯片
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峰值电流模式控制电路的结构
T
振荡器 Vi
VO 参考电压
误差放 Ve 大器
VC
比较器
S
R 触发器
IL
VS
斜坡补偿
A
RS
T
L
VO
C
RL
T
电感电流
图1（a）峰值电流模式控制电路
VRAM PR V 1m 2R R22R V 1OSR R C2 1
5.计算斜坡补偿值：
斜坡补偿电压V COMP为： V COM P R V 1O SR R C 2 1 MR V 1m 2R R22
❖确定斜坡补偿比例M和R1.R2阻值
M m VOSCR1 m2 VsR2
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峰值电流型控制的斜坡补偿实例
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峰值电流模式PWM控制电路优点
❖ 暂态闭环响应较快。 对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态
响应均快。峰值电流模式控制PWM是双闭环控制 系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时 快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环 控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源 。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的 动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不 必控制LC储能电路。由于这些，峰值电流模式控 制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。
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❖ 整个反馈电路变成了一阶电路。
虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流 内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电 感电流发生变化。即误差电压决定电感电流上升的程度， 进而决定功率开关的占空比。因此，可看作是一个电流 源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使 电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电 路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因 此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以 提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。
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斜坡补偿设计步骤:
1.计算电感电流的下降沿:m2 秒) ;
=
d
i/
d
t
=
V
OUT/
L
(安/
2.计算初级测得的下降沿坡度:
V m2 = m2·RSENSE (伏/ 秒) ; 3.计算晶振充电时的坡度:
V OSC= d ( V OSC) / TON (伏/ 秒) 4.应用叠加定理求斜坡补偿后电流输入端电压
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❖ 瞬时峰值电流限流功能。
即内在固有的逐个脉冲限流功能；
❖ 自动均流并联功能。
由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器,所 以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压 误差放大器的输出信号相比较,就可以实现并联均流, 因而系统并联较易实现。
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峰值电流型控制存在的问题
❖ 对噪声敏感 ❖ 开环不稳定性；引入斜坡补偿问题 ❖ 次谐波振荡 ❖ 具有尖峰值/平均值误差
峰值电流模式控制芯片UC3842
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❖ UC3842各组成部分的原理
内部包含5V基准源，用于电压调节器的误差放 大器和峰值电流比较器等。具有可以提供1A峰 值电流的驱动电路、电源欠电压保护电路等。
振荡器的振荡频率由外接电阻RT和电容CT决定， CT也决定死区时间的长短。死区时间、开关频 率同RT和CT关系如下
(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉 冲宽度，而是直接控制峰值输实用出文侧档 的电感电流大小，然后间接 地控制PWM脉冲宽度。
CLK
0
t
S
0
t
iR
iL
0
t
iR
iSwenku.baidu.com
0
t
t0
t1
t2
图1（b）峰值电流模式控制波形
基本原理 开关的开通由CLK信号控制，CLK信号每隔一定时间
使RSFF置位，Q=1→开关开通→iL上升至给定值iR→比 较器输出信号翻转→RSFF复位,Q=0→开关复位。
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图3 局部放大图 由几何关系可知
i0 a c c e a b • m a b • m 1
i 1 b f b d a b • m 2 a b • m
经过一个开关周期后，输出电感中电流的变 ΔI1=ΔI0（m-m2）/(m1-m)
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要系统稳定，偏移电流量必须趋近于零，即
开环不稳定性
图2电流型变换器的开环不稳定性 (a) D<0.5 (b)D>0实.用5文档 (c)D>0.5并加斜坡补偿
❖ 占空比>0.5时，这个拢动将随时间增加 而增加，如图2（b）所示。这可用数学 表达式表示：
❖ ΔI1=－ΔI0(m2/m1) (1)
❖ 进一步可引入斜率为m的斜坡信号，如图 2（c）所示。这个斜坡电压既可加至电 流波形上，也可以从误差电压中减去。
在控制工程实际中，补
偿 斜 率 m一 般 取 为 m=(0.7～ 0.8)m2，
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斜坡补偿电路设计
图4 斜坡补偿电路 Ｒ1、Ｒ2 值的比例决定了所加的斜坡补偿量。电容Ｃ1 是交流耦合电容,使晶振的交流分Ｃ2 和Ｒ1 组成滤波电 路,滤去初级Ｉｐ中的前沿尖峰,避免误动作。∆ＶＯＳＣ 是晶振锯齿波的峰峰值。
❖ 电流反馈PWM，取输出电感线圈电流的信号与 误差放大器输出信号进行比较，调节占空比电 感峰值电流跟随误差电压变化而变化。
❖ UC3842工作原理
结构：
•电流测定放大器 •误差放大器 •比较器 •振荡器 •锁存器
•欠压锁定电路 •关闭信号 •电流限制 •软启动 •输出端工作频率500kHz
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❖初上电时，当电源电压低于启动电压（约16V）时→ 封锁PWM信号输出→输出端(引脚6)为低电平。
lim
n
in
0
故系统稳定的充要条件是
m m2 1 m1 m
因 为 在 稳 定 条 件 下 ， D• m1=-(1－ D)m2， 消 去 m1，
峰值电流控制系统稳定充要条件为
m 2D 1 m2 2D
（3）
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在100％占空比下求解这个方程（3）有 ：
（4）
m>(－1/2)/m2
为了保证电流环路稳定工作，应使 斜坡补偿信号的斜率大于电流波形下降 斜率m2的1/2。
tD30C0T
ft：时钟频率(kHz) RT：外接电阻(kΩ)
fT
1.75 RT CT
CT：外接电容(uF) tD：死区时间(us)
驱动电路结构为推挽结构的跟随电路，输出峰
值电流可达500mA，可直接驱动主电路的开关
器件。
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❖ UC3842各组成部分的原理
欠电压保护电路对集成PWM控制器的电源实施 监控。
峰值电流模式控制电路设计
主要内容： ❖ 峰值电流模式控制电路的结构和优点 ❖ 峰值电流模式控制存在的问题及斜坡补
偿器设计 ❖ 峰值电流型典型控制芯片
实用文档
峰值电流模式控制电路的结构
T
振荡器 Vi
VO 参考电压
误差放 Ve 大器
VC
比较器
S
R 触发器
IL
VS
斜坡补偿
A
RS
T
L
VO
C
RL
T
电感电流
图1（a）峰值电流模式控制电路
VRAM PR V 1m 2R R22R V 1OSR R C2 1
5.计算斜坡补偿值：
斜坡补偿电压V COMP为： V COM P R V 1O SR R C 2 1 MR V 1m 2R R22
❖确定斜坡补偿比例M和R1.R2阻值
M m VOSCR1 m2 VsR2
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峰值电流型控制的斜坡补偿实例
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峰值电流模式PWM控制电路优点
❖ 暂态闭环响应较快。 对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态
响应均快。峰值电流模式控制PWM是双闭环控制 系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时 快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环 控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源 。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的 动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不 必控制LC储能电路。由于这些，峰值电流模式控 制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。
实用文档
❖ 整个反馈电路变成了一阶电路。
虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流 内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电 感电流发生变化。即误差电压决定电感电流上升的程度， 进而决定功率开关的占空比。因此，可看作是一个电流 源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使 电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电 路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因 此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以 提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。
实用文档
斜坡补偿设计步骤:
1.计算电感电流的下降沿:m2 秒) ;
=
d
i/
d
t
=
V
OUT/
L
(安/
2.计算初级测得的下降沿坡度:
V m2 = m2·RSENSE (伏/ 秒) ; 3.计算晶振充电时的坡度:
V OSC= d ( V OSC) / TON (伏/ 秒) 4.应用叠加定理求斜坡补偿后电流输入端电压
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❖ 瞬时峰值电流限流功能。
即内在固有的逐个脉冲限流功能；
❖ 自动均流并联功能。
由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器,所 以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压 误差放大器的输出信号相比较,就可以实现并联均流, 因而系统并联较易实现。
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峰值电流型控制存在的问题
❖ 对噪声敏感 ❖ 开环不稳定性；引入斜坡补偿问题 ❖ 次谐波振荡 ❖ 具有尖峰值/平均值误差
峰值电流模式控制芯片UC3842
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❖ UC3842各组成部分的原理
内部包含5V基准源，用于电压调节器的误差放 大器和峰值电流比较器等。具有可以提供1A峰 值电流的驱动电路、电源欠电压保护电路等。
振荡器的振荡频率由外接电阻RT和电容CT决定， CT也决定死区时间的长短。死区时间、开关频 率同RT和CT关系如下
(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉 冲宽度，而是直接控制峰值输实用出文侧档 的电感电流大小，然后间接 地控制PWM脉冲宽度。
CLK
0
t
S
0
t
iR
iL
0
t
iR
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0
t
t0
t1
t2
图1（b）峰值电流模式控制波形
基本原理 开关的开通由CLK信号控制，CLK信号每隔一定时间
使RSFF置位，Q=1→开关开通→iL上升至给定值iR→比 较器输出信号翻转→RSFF复位,Q=0→开关复位。
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图3 局部放大图 由几何关系可知
i0 a c c e a b • m a b • m 1
i 1 b f b d a b • m 2 a b • m
经过一个开关周期后，输出电感中电流的变 ΔI1=ΔI0（m-m2）/(m1-m)
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要系统稳定，偏移电流量必须趋近于零，即